振幅调制、解调电路

1、4.4 振幅调制与解调电路振幅调制与解调电路 4.4.1 振幅调制电路振幅调制电路 地位：地位：无线电发射机的重要组成部分无线电发射机的重要组成部分。 分类（按功率高低）：分类（按功率高低）：高电平调制高电平调制电路，电路，低电平低电平 调制调制电路两大类。电路两大类。 功能：功能： (1) 高电平调制电路：置于发射机的高电平调制电路：置于发射机的末端末端，要求产，要求产 生功率足够大的已调信号。生功率足够大的已调信号。 (2) 低电平调制电路：置于发射机的低电平调制电路：置于发射机的前端前端，产生，产生 小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大

2、器放 大到所需的发射功率。大到所需的发射功率。 一、高电平调幅电路一、高电平调幅电路 1.优点：优点：可不必采用效率较低的线性功率放大器，可不必采用效率较低的线性功率放大器， 使发射机整机效率高。使发射机整机效率高。 2.要求：要求：(1) 要达到所需要达到所需调制线性调制线性。 (2) 高效率高效率地输出足够大的已调信号功率。地输出足够大的已调信号功率。 3.电路：电路：多采用高效率的多采用高效率的丙类谐振功放丙类谐振功放，包括：，包括： (1) 集电极调幅集电极调幅电路：根据谐振功率放大器的集电电路：根据谐振功率放大器的集电 极调制特性，调制信号加到集电极上；极调制特性，调制信号加到集电极

3、上； (2) 基极调幅基极调幅电路：根据谐振功率放大器的基极调电路：根据谐振功率放大器的基极调 制特性，调制信号加到基极上；制特性，调制信号加到基极上； (3) 复合调幅复合调幅电路：将调制信号同时加到集电极和电路：将调制信号同时加到集电极和 基极上，以提高调制线性。基极上，以提高调制线性。 二、低电平调制电路二、低电平调制电路单边带发射机单边带发射机 1.用途：用途：主要用来实现双边带和单边带调制主要用来实现双边带和单边带调制 2.要求：要求：调制线性调制线性好，好，载波抑制载波抑制能力强，功率和能力强，功率和 效率的要求是次要的。效率的要求是次要的。 载波抑制能力的强弱可用载波抑制能力的强

4、弱可用载漏载漏（输出泄漏的载波（输出泄漏的载波 分量低于边带分量的分贝数）分量低于边带分量的分贝数）表示，分贝数越大，载漏表示，分贝数越大，载漏 就越小。就越小。 3.种类：种类：前面介绍的各种乘法器均可构成性能优良前面介绍的各种乘法器均可构成性能优良 的平衡调制器，例的平衡调制器，例1596、AD630 平衡调制器等。平衡调制器等。 实用的低电平调制电路这里不再作讨论。下面仅实用的低电平调制电路这里不再作讨论。下面仅 讨论讨论 4.采用滤波法的单边带发射机采用滤波法的单边带发射机 (1) 原理原理 采用滤波法的采用滤波法的技术难度技术难度与与载波频率载波频率的高低密切相关。的高低密切相关。

5、例如，例如， 假设调制信号的最低频率为假设调制信号的最低频率为100 Hz， 载波频率为载波频率为2000 kHz，则双边带调制信号的两，则双边带调制信号的两 个边频分别为个边频分别为 2000.1 kHz和和1999.1 kHz，两边频的间隔，两边频的间隔 为为0.2 kHz。当取上边频，。当取上边频，两边频的相对间隔两边频的相对间隔为为 (0.2/2000.1)100% = 0.01%； 载频减小为载频减小为 50 kHz，上、下边频间隔仍为，上、下边频间隔仍为0.2 kHz，则，则两边频的相对间隔两边频的相对间隔为为(0.2/50.1) 100% = 0.4%。 相对间隔越大，滤波器就越

6、容易实现相对间隔越大，滤波器就越容易实现。故。故单边带发单边带发 射机射机在在低载波频率上产生单边带信号低载波频率上产生单边带信号，而后用混频器将，而后用混频器将 载波频率载波频率提升提升到所需的载波频率上。到所需的载波频率上。 (2) 组成组成 平衡调制器平衡调制器 第一混频器第一混频器 第二混频器第二混频器 本振频率本振频率(kHz) 相对频率间隔相对频率间隔 边带最小频率间隔边带最小频率间隔 ( (kHz) ) 100( (载波载波) ) 2000 26000 0.2 200.2 4200.2 0.2% 9.4% 14.9% 两混频器的输出滤波器很容易取出所需分量，滤两混频器的输出滤波器

7、很容易取出所需分量，滤 除无用分量。除无用分量。 在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生在某些单边带发射机中，为了使接收机便于产生 同步信号，还发射低功率的载波信号，称为同步信号，还发射低功率的载波信号，称为导频信号导频信号， 这个信号直接由这个信号直接由100 kHz的振荡信号通过载波抑制器衰的振荡信号通过载波抑制器衰 减减(1030) dB后叠加在单边带调制信号上。后叠加在单边带调制信号上。 对于普通调幅信号，其对于普通调幅信号，其载波分量载波分量未被抑制掉，可以未被抑制掉，可以 直接利用直接利用非线性器件非线性器件实现相乘作用，得到所需的实现相乘作用，得到所需的解调电解调电 压压，而

8、不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为，而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为 包络检波器。包络检波器。 4.4.2 二极管包络检波电路二极管包络检波电路 二极管包络检波器二极管包络检波器( (Envelope Detector)目前应目前应 用最广的检波电路用最广的检波电路( (在集成电路中，主要采用三极管射在集成电路中，主要采用三极管射 极包络检波电路极包络检波电路) )。 一、工作原理一、工作原理 1.电路电路 类似二极管整流电路，由二极管类似二极管整流电路，由二极管 D 和低通滤波器和低通滤波器 RLC 相串接而构成。相串接而构成。 2.原理原理 输入调幅信号电压输入调幅信号

9、电压 vS(t)=Vmc(1+Macos t)cos ct， 若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两若其值足够大，可设二极管伏安特性用在原点转折的两 段折线逼近），且段折线逼近），且 ，则，则 L 1 R C 二极管导通时，二极管导通时，vS 向向 C 充电充电 ( (充电时间常数为充电时间常数为 RDC) )； 截止时截止时 C 向向 RL 放电放电( (放放 电常数为电常数为 RLC) )； 充放电达到动态平衡后，输充放电达到动态平衡后，输 出电压便将稳定在平均值出电压便将稳定在平均值 vA V 上下上下 按角频率按角频率 c 作锯齿状波动，如图作锯齿状波动，如图 (a)所示。所

10、示。 相应地流过二极管的电流相应地流过二极管的电流 i 为高度为高度按输入调幅信号包络变化按输入调幅信号包络变化 的窄脉冲序列，如图的窄脉冲序列，如图(b)所示。所示。 vA V = (iA VRL)由由直流电压直流电压 VA V 叠加叠加音频电压音频电压 v =V mcos t 组成，组成， 即即 vA V = VA V + V mcos t 且其值与且其值与输入调幅信号输入调幅信号包络包络 Vm0(1 + Macos t) 成正比：成正比： VA V = dVm0，V m= dMaVm0 d ：检波电压传输系数：检波电压传输系数( (检波系数检波系数) )，恒小于，恒小于1。 3.讨论讨论

11、 原理上，原理上，D起着受载波电压控制的开关作用起着受载波电压控制的开关作用 实际上，受实际上，受 RLC 电压反作用，电压反作用，D 仅在载波一个周仅在载波一个周 期中接近正峰值的一段时间期中接近正峰值的一段时间(vS vC) )内导通内导通( (开关闭合开关闭合) )， 而在大部分时间内截止而在大部分时间内截止( (开关断开开关断开) )。导通与截止时间。导通与截止时间 与与 RLC 大小有关。大小有关。 (1) D的作用的作用 例：例： RLC C向向RL的的放电速度放电速度C的泄放电荷量的泄放电荷量 D 导通时间导通时间锯齿波动锯齿波动vA V 增大增大。 为提高检波性能，为提高检波性

12、能，RLC 的取值应足够大，满足的取值应足够大，满足 和和 RL RD 的条件。这时，根据上述讨论可以认为，的条件。这时，根据上述讨论可以认为， vA V 近似等于输入高频电压振幅，即近似等于输入高频电压振幅，即检波电压传输系数检波电压传输系数 d 趋于趋于 1，而叠加在，而叠加在 vA V 上的残余高频上的残余高频( (输出纹波输出纹波) )电压电压 趋于趋于 0。 C R c L 1 二、输入电阻二、输入电阻 1等效电路等效电路 检波器前有中频放大器，等检波器前有中频放大器，等 效电路如图。效电路如图。 折算到检波器输入端的等效电流折算到检波器输入端的等效电流 源和输出谐振回路源和输出谐振

13、回路( (调谐在调谐在 c) )。 iS 和和 L1C1R1 中频放大器中频放大器 2负载效应负载效应 检波器作为中频放大器的检波器作为中频放大器的 输出负载，可以用检波输入电输出负载，可以用检波输入电 阻阻 Ri 来表示这种负载效应。来表示这种负载效应。 (1) Ri 定义：定义：输入高频电输入高频电 压振幅对二极管电流压振幅对二极管电流 i 中基波中基波 分量振幅的比值。分量振幅的比值。 (2) Ri 的求法：的求法：可近似从能量守恒原理求得。可近似从能量守恒原理求得。 设输入高频等幅电压设输入高频等幅电压 vS(t) = Vm cos ct，相应的输出，相应的输出 为直流电压为直流电压

14、VA V，则检波器从输入信号源获得的高频功，则检波器从输入信号源获得的高频功 率为率为 Pi = / 2Ri ，经过二极管的变换作用，一部分转，经过二极管的变换作用，一部分转 2 m V 换换为有用的输出平均功率为有用的输出平均功率 ，其余部分全部消，其余部分全部消 耗在二极管正向导通电阻耗在二极管正向导通电阻 RD 上。由于上。由于 D 的导通时间很的导通时间很 短，短，i 在在 RD 上消耗的功率可以忽略，因而可近似认为上消耗的功率可以忽略，因而可近似认为 PL Pi，而，而 VA V Vm，由此可得，由此可得 L 2 AV L R V P Li 2 1 RR 结论：结论：上式表明，二极管

15、包络检波器的输入电阻上式表明，二极管包络检波器的输入电阻 Ri 与输出负载电阻与输出负载电阻 RL 直接相关。直接相关。 (3) Ri 的作用：的作用：使中频谐振回路的谐振电阻由使中频谐振回路的谐振电阻由 R1 减小到减小到(R1 / Ri)，因此，因此， iS 在谐振回路产生的高频电压在谐振回路产生的高频电压 振幅由未接检波时的振幅由未接检波时的 下降到接检波后的下降到接检波后的 Vm。显然。显然 Ri 越小，越小，Vm 也就越小于也就越小于 。 m V m V (4) 负载效应的抑制：负载效应的抑制：减小负载减小负载 效应，须增大效应，须增大 Ri，即增大，即增大 RL。但增。但增 大大R

16、L，受检波器非线性失真，受检波器非线性失真( (下面介下面介 绍绍) )的限制。有效方法是采用三极管的限制。有效方法是采用三极管 射极包络检波电路。射极包络检波电路。 原理：原理：利用发射结产生与二极管包络检波器相似的利用发射结产生与二极管包络检波器相似的 工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了 (1+ )倍。该检波电路在集成电路中应用广泛。倍。该检波电路在集成电路中应用广泛。 三、并联型二极管包络检波电路三、并联型二极管包络检波电路 1电路电路 C负载电容，兼作中频放负载电容，兼作中频放 大器和检波器之间的大器和检波器之间的隔直电容隔

17、直电容， RL负载电阻，与二极管负载电阻，与二极管 并接，故称之为并接，故称之为并联型电路。并联型电路。 2原理原理 （与（与串联型相同）串联型相同） 当当 D 导通时，导通时，vS 通过通过 D 向向 C 充电，充电常数为充电，充电常数为 RDC； 当当 D 截止时，截止时，C 通过通过 RL 放电，放电常数为放电，放电常数为 RLC。 动态平衡后：动态平衡后： (1) C 上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压 vC，该电压的平均值为，该电压的平均值为 vA V。 (2) 输出电压输出电压 vO 中还包括中还包括( (直接通过直接通过 C 在输出端

18、产在输出端产 生的生的) )高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频高频电压，故检波后需加低通滤波器，滤除高频 成份。成份。 Ri 值：值：根据根据能量守恒原理能量守恒原理，实际加到检波器中的高，实际加到检波器中的高 频功率，一部分直接消耗在频功率，一部分直接消耗在 RL 上，一部分转换为有用上，一部分转换为有用 的输出平均功率，即的输出平均功率，即 L 2 AV L 2 m i 2 m 22R V R V R V 当当 VA V Vm 时，时， Li 3 1 RR 输入电阻比串联型电路小。输入电阻比串联型电路小。 四、大信号检波和小信号检波四、大信号检波和小信号检波 (1) 大信号检波大信

19、号检波 条件：条件：以上讨论，二极管伏安特性用原点转折以上讨论，二极管伏安特性用原点转折 的两段折线逼近。即输入电压足够大，二极管工作在导的两段折线逼近。即输入电压足够大，二极管工作在导 通区和截止区时。故二极管包络检波的这种工作状态称通区和截止区时。故二极管包络检波的这种工作状态称 为为大信号检波大信号检波。 实际电路：实际电路：均外加正向偏置电压均外加正向偏置电压( (或电流或电流) )，克，克 服服 VD(on) 的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入的影响。在这种情况下，工程上，可认为输入 高频电压振幅大于高频电压振幅大于500 mV以上就能保证二极管检波器以上就能保证二极管检波器

20、工作在大信号检波状态。工作在大信号检波状态。 (2) 小信号检波小信号检波 条件：条件：vS 振幅振幅 Vm 足够小足够小( (几十几几十几mV) )，此时，此时， 二极管应设有很小的偏置电流。二极管应设有很小的偏置电流。 分析：分析：二极管伏安特性采用幂级数逼近，即二极管伏安特性采用幂级数逼近，即 i = a0 + a1vD + a2 +. 2 D v 这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从这时，二极管在整个高频周期内导通，检波器从 信号源获得到高频功率大部分消耗在信号源获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，加到二极上，加到二极 管上的电压管上的电压 vD vS(t) = Vmcos c

21、t，将它带入，将它带入 i 的展开式：的展开式： tVatVaVaa t VatVaa tVatVaa vavaai c 2 m2cm1 2 m20 c2 m2cm10 c 22 m2cm10 2 2S10 2cos 2 1 cos 2 1 ) 2 2cos1 (cos coscos S 其中，所需的平均分量其中，所需的平均分量 IA V由由二次方项二次方项产生，其值产生，其值 为为a2Vm2/2，相应的输出平均电压，相应的输出平均电压 VA V也也与与 Vm 的平方成的平方成 正比，故称之为正比，故称之为平方律检波平方律检波。 讨论讨论缺点缺点 平方律检波，输出平均电压平方律检波，输出平均电

22、压 VA V与与 Vm 的平方成正的平方成正 比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线比，故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线 性失真。性失真。 检波器获得到高频功率大部分消耗在检波器获得到高频功率大部分消耗在 RD 上，因而上，因而 可近似认为可近似认为 D 2 m i 2 m 22R V R V 即即 Ri RD，其值小于大信号检波时的数值。，其值小于大信号检波时的数值。 由于小信号检波存在上述缺点，在接收机中，总是由于小信号检波存在上述缺点，在接收机中，总是 先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波，以保证先将输入信号放大到足够的强度后再进行检波，以保证 工作在大信号检波

23、状态。工作在大信号检波状态。 在有效值电压表等测量仪器中，利用小信号检波在有效值电压表等测量仪器中，利用小信号检波 的平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。的平方律特性，可以方便地测出被测信号的有效值电压。 在这类仪器中，小信号检波获得广泛应用。在这类仪器中，小信号检波获得广泛应用。 五、二极管包络检波电路中的失真五、二极管包络检波电路中的失真 为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压为保证检波器不失真，检波器输入调幅电压 vS 须须 足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。足够大，使检波器始终工作在大信号检波状态。 设设 vS(t) =Vm0(1+Macos t)cos ct 则包

24、络的最小值则包络的最小值 Vm0(1Ma) 应大于大信号检波时应大于大信号检波时 所需的电压值。当二极管的导通电压所需的电压值。当二极管的导通电压 VD(on) 由外加偏置由外加偏置 电压予以克服时，该电压应在电压予以克服时，该电压应在 500 mV 以上。因而这种以上。因而这种 情况下，保证大信号检波的条件为情况下，保证大信号检波的条件为 Vm0(1 - - Ma) 500mV 其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最其次，当输入为复杂信号调制的调幅波时，若设最 高调制频率为高调制频率为 Fmax，为了不产生失真，为了不产生失真， RLC 的低通滤波的低通滤波 器带宽应大于器带宽应大于

25、Fmax。 除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不除此之外，当解调调幅波时，如果电路参数选择不 当，二极管包络检波器还会产生当，二极管包络检波器还会产生惰性失真惰性失真和和负峰切割失负峰切割失 真真。 1惰性失真惰性失真 (1) 产生原因产生原因 增大增大 RL 和和 C 值，可提高检波电压传输系数和高频值，可提高检波电压传输系数和高频 滤波能力。但过大，二极管截止期间滤波能力。但过大，二极管截止期间 C 通过通过 RL的放电的放电 速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出电 平就会产生平就会产生惰性失真惰性失真。如图所示如图所示。

26、内，内，C 通过通过 RL 的放电速度大于等于包络的下降速度，的放电速度大于等于包络的下降速度， 即即 11 mO tttt t V t v (4-4-6) 当当 Vm= Vm0(1+Macos t) 时，包络在时，包络在 t = t1 时刻的下时刻的下 降速度为降速度为 1 m tt t V = - - MaVm0 cos t1 (2) 避免产生惰性失真的条件避免产生惰性失真的条件 为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期为了避免产生惰性失真，必须在任何一个高频周期 而而 C 自自 t1 时刻开始的放电规律为时刻开始的放电规律为 CR tt Vv L 1 e O1O - - - - 式中

27、，式中，VO1 表示检波器在表示检波器在 t1 时刻的输出电压。当时刻的输出电压。当 d 1 时，时，VO1 Vm0(1+Macos t1) ，因此，因此，C 通过通过 RL 的放电的放电 速度为速度为 O1 O 1 V t v tt - - - - - - 1 L 1 e 1 L tt CR tt CR CR tMV L 1am0 )cos1( - - 于是，于是，(4-4-6)式可表示为式可表示为 L Om 11 / CR t v t V A tttt 1 cos1 cos 1a 1a tM tM (4-4-7) 实际上，不同的实际上，不同的 t1 值，值， vO和和 Vm 的下降速度不同

28、。的下降速度不同。 因此避免产生惰性失真的充要条件是因此避免产生惰性失真的充要条件是 A 出现最大值时出现最大值时 刻仍能保证其值小于或等于刻仍能保证其值小于或等于1。为此。为此取取 A 对对 t1 的导数的导数， 并令它等于零并令它等于零，求得，求得 A 呈最大值的时刻所应满足的呈最大值的时刻所应满足的 条件为条件为 cos t1= - - Ma 代入代入(4-4-7)，即可求得单音调制时不产生惰性失真的，即可求得单音调制时不产生惰性失真的 充要条件充要条件为为 1 1 max - 2 a aL M CMR A (3) 分析分析 上式表明，上式表明，Ma和和 越大，包络的下降速度越快，越大，

29、包络的下降速度越快， 不产生惰性失真所要求的不产生惰性失真所要求的 RLC 值必须越小。在多音调值必须越小。在多音调 制时，作为工程估算，制时，作为工程估算， 和和 Ma 应取其中的最大值。一应取其中的最大值。一 般按般按 maxRLC1.5 计算计算 。 2负峰切割失真负峰切割失真 (1) 检波器的检波器的交直流负载交直流负载 检波器和下级放大器连接检波器和下级放大器连接 阻容耦合电路阻容耦合电路 目的：目的：避免避免 vA V 中的直流分量中的直流分量 VA V 影响下级放大器影响下级放大器 的静态工作点。的静态工作点。 图中：图中：CC 隔直电容隔直电容， 要求它对要求它对 呈交流短路；呈交流短路； Ri2 下级电路的下级电路的输入电阻输入电阻。 如果如果 RLC 低通滤波器