第4章 电力拖动自动控制系统运动控制系统(第5版)

1、 Shanghai university 第第4章章 转速、电流双闭环控转速、电流双闭环控 制的直流调速系统制的直流调速系统 运动控制系统运动控制系统 Shanghai university 问题的提出 动态性能要求动态性能要求:对于经常正、反转运行的调速系 统，缩短起、制动过程的时间是提高生产率的 重要因素。 Shanghai university 如何控制动态性能？ n电力拖动系统的运动方程：电力拖动系统的运动方程： n结论：要得到好的动态性能，必须控制好结论：要得到好的动态性能，必须控制好 转矩，即控制好电流。转矩，即控制好电流。 dt dnGD TT Le 375 2 dt dn C

2、GD II m Ld 375 2 Shanghai university n在起动（或制动）过渡过程中，希望始终保持电 流（电磁转矩）为允许的最大值，使调速系统以 最大的加（减）速度运行。 n当到达稳态转速时，最好使电流立即降下来，使 电磁转矩与负载转矩相平衡，从而迅速转入稳态 运行。 Shanghai university 图4-1 时间最优的理想过渡过程 Shanghai university 单闭环系统的问题 n转速单闭环系统不能控制电流（或转矩）的动态转速单闭环系统不能控制电流（或转矩）的动态 过程。过程。 n电流截止负反馈环节只是用来限制电流的冲击，电流截止负反馈环节只是用来限制电流

3、的冲击， 并不能很好地控制电流的动态波形。并不能很好地控制电流的动态波形。 Shanghai university a) 理想的快速起动过程 IdL n t Id O Idm b) 带电流截止负反馈的单闭环调速系统 n 理想的起动过程 IdL n t Id O Idm Idcr n Shanghai university 解决思路 为了实现在允许条件下的最快起动，关键为了实现在允许条件下的最快起动，关键 是要获得一段使电流保持为最大值是要获得一段使电流保持为最大值I Idm dm的恒流过 的恒流过 程。程。 按照反馈控制规律，采用某个物理量的负按照反馈控制规律，采用某个物理量的负 反馈就可以保

4、持该量基本不变，那么，采用电反馈就可以保持该量基本不变，那么，采用电 流负反馈应该能够得到近似的恒流过程流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。 在系统中设置两个调节器，分别引入转速转速 负反馈负反馈和电流负反馈电流负反馈以调节转速和电流。 Shanghai university 4.1.1 转速、电流反馈控制直流调速系统 的组成 n两个调节器在系统中如何连接？系统结构是怎样两个调节器在系统中如何连接？系统结构是怎样 的？电流调节器的输入的？电流调节器的输入-电流给定如何确定呢？电流给定如何确定呢？ n把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再 用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。 n从

5、闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转 速环在外边，称作外环。形成了转速、电流反馈 控制直流调速系统（简称双闭环系统）。 Shanghai university 图4-2(a) 转速、电流反馈控制直流调速系统原理图 Shanghai university 图4-2(b) 双闭环直流调速系统电路原理图 Shanghai university 图4-3 双闭环直流调速系统的稳态结构图 转速反馈系数 电流反馈系数 4.1.1 稳态结构图与参数计算 Shanghai university 1. 稳态结构图和静特性 n转速调节器ASR的输出限幅电压输出限幅电压决定了电流给定的最大 值，电流调节器ACR

6、的输出限幅电压输出限幅电压限制了电力电子变 换器的最大输出电压。 n对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情 况，设计合理的设计合理的电流调节器不进入饱和状态 。 n当调节器饱和时，输出达到限幅值，输入量的变化不再 影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和； n当调节器不饱和时，PI调节器工作在线性调节状态，其 作用是使输入偏差电压在稳态时为零。 Shanghai university （1） 转速调节器不饱和 n两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输 入偏差电压都是零，即转速、电流均无静 差。 n dii nn IUU nnUU * 0 * dmd II 0 * n U n n

7、(4-1) Shanghai university （2）转速调节器饱和 nASR输出达到限幅值时，转速外环呈开环 状态，转速的变化对转速环不再产生影响。 n双闭环系统变成一个电流无静差的单电流 闭环调节系统。稳态时 (4-2) dm im d I U I * Shanghai university nAB段是两个调 节器都不饱和 时的静特性， IdIdm, n=n0。 nBC段是ASR调 节器饱和时的 静特性，Id=Idm, nn0。 图4-4 双闭环直流调速系统的静特性 Shanghai university n在负载电流小于Idm时表现为转速无静差，转速负 反馈起主要调节作用。 n当负载

8、电流达到Idm时，转速调节器为饱和输出 U*im，电流调节器起主要调节作用，系统表现为 电流无静差。 n采用两个PI调节器形成了内、外两个闭环的效果。 n当ASR处于饱和状态时，Id=Idm，若负载电流减小， Idn0，nIdm，电动机 仍处于加速过程，使n超过了n* ，称之为起动过程 的转速超调。 n转速的超调造成了Un0，ASR退出饱和状态，Ui 和Id很快下降。转速仍在上升，直到t=t3时，Id= Idl ， 转速才到达峰值。 n在t3t4时间内， Id Idl，转速由加速变为减速，直到 稳定。 n如果调节器参数整定得不够好，也会有一段振荡的 过程。 n在第阶段中， ASR和ACR都不饱

9、和，电流内环是 一个电流随动子系统。 Shanghai university n双闭环直流调速系统的起动过程有以下三 个特点： （1）饱和非线性控制 （2）转速超调 （3）准时间最优控制 Shanghai university 2.制动过程分析-以拖动位能性负载为例 图4-7双闭环直流调速系统正向制 动过渡过程波形 Shanghai university 正向电枢电流衰减阶段（正向电枢电流衰减阶段（ t0t1 ） 收到停车指令，转速调节器的输 入偏差电压为较大负值，其输出电压 很快下降达到反向限幅值- ，电流 环强迫电枢电流迅速下降到0，标志 着这一阶段结束。 电 流 调 节 器 的 输 入

10、偏 差 电 压 ，调节器输出控制电压 快速下降，电枢电压也随之快速下降。 转速调节器很快进入并保持饱和状 态。 * im U * iimi UUU Shanghai university 反向电枢电流建立阶段（反向电枢电流建立阶段（ ） 1 t 2 t ） n转速调节器输出始终处在反向饱和 状态，转速环相当于开环，系统成 为在恒值给定 控制下的电流单环系 统，强迫电流在 时刻反向增加至- Idm 。 n电流调节器输入仍为负值，电枢电 流的快速下降，电流调节器中比例 输出在快速增加，待电枢电流下降 到一定值后，输出控制电压 和电枢 电压开始上升，但只要 , 电 流继续下降。 n这个阶段电机处于反

11、接制动状态， 所占时间也很短，转速仍来不及产 生明显下降。 d UE Shanghai university 恒流制动阶段（恒流制动阶段（ ） n转速仍旧开环，系统仍为恒值给定 - 控制下的电流单环系统，除短 暂的电流调节阶段外， n在恒流制动阶段中反电动势 线性下 降，为维持 ，控制电压线性 降低，电枢电压也随之线性下降。 n由于电流调节系统的扰动量是电动 机的反电动势，它是一个线性渐减 的扰动量，而扰动作用点之前只有 一个积分环节，所以系统做不到无 静差，而是接近于 。 2 t 3 t - * im U dmd II Shanghai university Shanghai univers

12、ity 2动态抗扰性能分析 n双闭环系统与单闭环系统的差别在于多了 一个电流反馈环和电流调节器。 n调速系统，最主要的抗扰性能是指抗负载 扰动和抗电网电压扰动性能， n闭环系统的抗扰能力与其作用点的位置有 关。 Shanghai university （1）抗负载扰动 n负载扰动作用在电流环之后，只能靠转速调节器 ASR来产生抗负载扰动的作用。 n在设计ASR时，要求有较好的抗扰性能指标。 图4-8 直流调速系统的动态抗扰作用 负载扰动 Shanghai university （2）抗电网电压扰动 n电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节， 使抗扰性能得到改善。 n在双闭环系统中，由电网电

13、压波动引起的转速变 化会比单闭环系统小得多。 图4-8 直流调速系统的动态抗扰作用 电网电压扰动 Shanghai university 1. 转速调节器的作用 n转速调节器是调速系统的主导调节器，它 使转速很快地跟随给定电压变化, 如果采 用PI调节器，则可实现无静差。 n对负载变化起抗扰作用。 n其输出限幅值决定电动机允许的最大电流。 Shanghai university 2. 电流调节器的作用 n在转速外环的调节过程中，使电流紧紧跟随 其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。 n对电网电压的波动起及时抗扰的作用。 n在转速动态过程中，保证获得电机允许的最 大电流。 n当电动机过载甚至堵

14、转时，限制电枢电流的 最大值，起快速的自动保护作用。一旦故障 消失，系统立即自动恢复正常。 Shanghai university 4.3 转速、电流反馈控制 直流调速系统的设计 4.3.1 控制系统的动态性能指标 n在控制系统中设置调节器是为了改善系统 的静、动态性能。 n控制系统的动态性能指标包括对给定输入 信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的 抗扰性能指标。 Shanghai university 1、跟随性能指标 n以输出量的初始值为零，给定信号阶跃 变化下的过渡过程作为典型的跟随过程， n此跟随过程的输出量动态响应称作阶跃 响应。 n常用的阶跃响应跟随性能指标有上升时 间、超调量和调

15、节时间。 Shanghai university 图4-9 典型的阶跃响应过程和跟随性能指标 %100 max C CC 上升时间 峰值时间 调节时间 超调量 Shanghai university 2抗扰性能指标 n在调速系统中主要扰动来源于负载扰动和 电网电压波动。 n当调速系统在稳定运行中，突加一个使输 出量降低（或上升）的扰动量F之后，输出 量由降低（或上升）到恢复到稳态值的过 渡过程就是一个抗扰过程。 n常用的抗扰性能指标为动态降落和恢复时 间。 Shanghai university 图4-10 突 加扰动的动 态过程和抗 扰性能指标 动态降落 恢复时间 Shanghai univ

16、ersity 3. 频域性能指标和伯德图频域性能指标和伯德图 n（1）中频段以-20dB/dec的斜率穿越零分贝线 ，而且这一斜率占有足够的频带宽度，则系统的 稳定性好。 n（2）截止频率 （或称剪切频率） 越高，则系 统的快速性越好。 n（3）低频段的斜率陡、增益高，表示系统的稳 态精度好（即静差率小、调速范围宽）。 n（4）高频段衰减得越快，即高频特性负分贝值 越低，说明系统抗高频噪声干扰的能力越强。 Shanghai university 图4-11 典型的控制系统伯德图 Shanghai university 4.3.2 调节器的工程设计方法 n工程设计方法： 在设计时，把实际系统校正

17、或简化成典型系统，可以利用 现成的公式和图表来进行参数计算，设计过程简便得多。 n调节器工程设计方法所遵循的原则是： （1）概念清楚、易懂； （2）计算公式简明、好记； （3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向； （4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式； （5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。 Shanghai university n控制系统的开环传递函数都可以表示成 （4-9） 分母中的sr项表示该系统在s= 0处有r重极点，或者说，系 统含有r个积分环节，称作r型系统。 n为了使系统对阶跃给定无稳态误差，不能使用0型系统 （ r =0），至少是型

18、系统（ r =1）；当给定是斜坡输 入时，则要求是型系统（ r =2）才能实现稳态无差。 n选择调节器的结构，使系统能满足所需的稳态精度。由 于型（ r =3）和型以上的系统很难稳定，而0型系统 的稳态精度低。因此常把型和型系统作为系统设计 的目标。 n 1j j r m 1i i )1sT(s )1s(K )s(W Shanghai university 1典型型系统 n作为典型的I型系统，其开环传递函数选择为 （4-10） 式中， T系统的惯性时间常数； K系统的开环增益。 n对数幅频特性的中频段以-20dB/dec的斜率穿越零分贝线， 只要参数的选择能保证足够的中频带宽度，系统就一定是稳

19、 定的。 n只包含开环增益K和时间常数T两个参数，时间常数T往往是 控制对象本身固有的，唯一可变的只有开环增益K 。设计时， 需要按照性能指标选择参数K的大小。 ) 1( )( Tss K sW Shanghai university 图4-12 典型型系统 (a)闭环系统结构图 (b)开环对数频率特性 Shanghai university n典型型系统的对数幅频特性的幅值为 得到 (4-11) n相角裕度为 nK值越大，截止频率c 也越大，系统响应越快， 相角稳定裕度 越小，快速性与稳定性之间存在 矛盾。 n在选择参数 K时，须在快速性与稳定性之间取折 衷。 cc Klg20) 1lg(l

20、g20lg20 c K（当 T c 1 时） 18090arctg90arctg cc TT Shanghai university （1）动态跟随性能指标 n典型型系统的闭环传递函数为 （4-12） 式中， 自然振荡角频率； 阻尼比。 n 1，欠阻尼的振荡特性， n 1，过阻尼的单调特性； n = 1，临界阻尼。 n过阻尼动态响应较慢，一般把系统设计成欠阻尼，即 0 Ti，选择i= Ti ，为提高快速性，用调 节器零点消去控制对象中大的时间常数极点， n希望电流超调量i 5%，选 =0.707， KI Ti =0.5，则 ) 1() 1( / )( sTs K sTs RKK sW i I

21、ii si opi （4-54） i ciI T K 2 1 22 l i sisi TRL K KTKT (4-56) (4-55) Shanghai university 图4-22 校正成典型I型系统的电流环 (a)动态结构图 (b）开环对数幅频特性 Shanghai university n模拟式电流调节器电路 U*i 电流给定电压； Id 电流负反馈电压； Uc 电力电子变换器的 控制电压。 图4-23 含给定滤波与反馈滤波的 PI型电流调节器 0 R R K i i iii CR oioi CRT 0 4 1 (3-53) (3-54) (3-55) Shanghai univer

22、sity n电流环闭环传递函数为 (4-60) n降阶近似为 （4-61） n 时，降价近似条件为 (4-62) cn转速环开环频率特性的截止频率。 1 1 1 )1( 1 )1( /)( )( )( 2 * s K s K T sTs K sTs K sU sI sW II i i I i I i d cli 1 1 1 )( s K sW I cli i cn T 23 1 0.5 Ii K T Shanghai university n电流环在转速环中等效为 (4-63) n电流的闭环控制把双惯性环节的电流环控制对象 近似地等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节， n加快了电流的跟随作用，

23、这是局部闭环（内环） 控制的一个重要功能。 1 1 1 )( )( )( * s K sW sU sI I cli i d Shanghai university 例题4-1 n某PWM变换器供电的双闭环直流调速系统，开关频率为 8kHz，与3.4节所用电机相同，电机型号为Z4-132-1 ，基本数据如下： n直流电动机：400V，52.2A，2610r/min， =0.1459Vmin/r，允许过载倍数 =1.5； nPWM变换器放大系数： =107.5；(这是按照理想情况 计算的电压放大系数。三相整流输出的最大直流电压为 537V，最大控制电压最大为5V，因此， 538/5=107.5)

24、Shanghai university n电枢回路总电阻： ； n时间常数： =0.0144s， =0.18s； n电流反馈系数： =0.1277V/A（ ） n设计要求设计要求 按照典型型系统设计电流调节器， 要求电流超调量 。 n调节器，要求电流超调量 5% i 0.368R l T m T N IV5 . 1/10 Shanghai university 解 1）确定时间常数 nPWM变换器滞后时间常数Ts=0.000125s。 。 n电流滤波时间常数：为滤除PWM纹波应有 n ， Toi=0.0006s。 n电流环小时间常数之和，按小时间常数近似处理， 取Ti=Ts+Toi=0.000

25、725s。 1111 () 510 oiPWM TT Shanghai university 2）选择电流调节器结构 n要求i5%，并保证稳态电流无差，按典型I型系 统设计电流调节器。用PI型电流调节器。 n检查对电源电压的抗扰性能： 参看表4-2的典型I型系统动态抗扰性能，各项指标 都是可以接受的。 0.0144 19.86 0.000725 l i T T Shanghai university 3）计算电流调节器参数 n电流调节器超前时间常数：i=Tl=0.0144s。 n电流环开环增益：取 ， nACR的比例系数为 5 . 0 iIT K 1 0.50.5 689.655 0.0007

26、25 I i Ks T 689.6550.01440.368 0.266 107.50.1277 Ii i s KR K K Shanghai university 4）校验近似条件 n电流环截止频率ci=KI=689.655s-1 （1）校验PWM变换器传递函数的近似条件 （2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 （3）校验电流环小时间常数近似处理条件 1 s 1 s 1 s ci ci ci 11 2666.7 33 0.000125 s T 11 3358.93 0.180.0144 ml T T 1111 1217.16 330.000125 0.0006 soi TT Sha

27、nghai university 5）计算调节器电阻和电容 n取 n ,取100k n 取0.15F n 取6800pF 0 390Rk 3 0 0.266390*10103.7 ii RK Rk 6 3 0.0144 0.144 100.144 100 10 i i i CFF R 9 0 3 0 440.0006 6.15 106150 390 10 i oi T CFpF R 电流环可以达到的动态跟随性能指标为 4.3%5% i Shanghai university B. 按照典型按照典型型系统设计电流调节器型系统设计电流调节器 n按照典型型系统设计电流调节器前提:超前环 节恰好对消掉

28、控制对象中的大惯性环节，电机参 数测量不准，大惯性环节并未被准确对消，会影 响电流环的动态性能。 n把电流环中大惯性环节降阶，按照典型型系统 设计电流调节器，如图4-24所示。 Shanghai university 图图4-24 4-24 电流环动态结构图电流环动态结构图 (a) (a) 大惯性环节近似成积分环节（大惯性环节近似成积分环节（b b）电流环校正成典型）电流环校正成典型型系统型系统 Shanghai university 按照典型型系统设计电流调节器 n （4-67） n （4-68） n (4-69) n无特殊要求时，一般选择h=5 。但查表4-4得 时电流超调量达到37.6%

29、，不能满足电流环对 跟随性能指标的要求！ ii hT 22 1 2 I i h K h T is l i TK RT h h K 2 1 Shanghai university n为了解决超调量大的问题，可在电流给定之后加 入低通滤波。关键是滤波参数如何设计？应当根 据系统中惯性环节时间常数选择滤波常数。 图4-25 在电流给定前面增设滤波环节的 结构图 Shanghai university 分析方法： n使分析具有一般性，令 = 。当滤波时间常数 与系统中惯性环节常数 的比值不同时，以 为 时间基准，求出对应的单位阶跃响应函数，从而 计算出系统的跟随性能指标如表4-6所示， T i T T

30、T Tin/T123456 31.96%20.996%10.97%2.96%00 tr/T3.9665.0786.3188.147 ts/T10.80611.90611.967.2349.51114.887 in T Shanghai university 模拟实现方式 图4-26 输入滤波与含配合滤波与反馈滤波的PI型电流调节器串联 _ 1 4 iiiii TR C Shanghai university 按照典型型系统设计的电流环降阶 n降阶前电流闭环传函 n降阶后 n近似条件 22* 3322 1( )1 ( ) 22( )/1 1 11 id cl iin iii hT sIs Ws

31、hhUsT s TsTshT s hh 1 ( ) 14 cli i Ws T s 2 11 32 cn i h Th 11 53 cn i T * 1 ( )( ) ( )41 dcli ii IsWs UsT s Shanghai university n总结总结：按照典系统设计电流调节器，把双惯性 环节的电流环控制对象近似地等效成只有较小时 间常数 的一阶惯性环节，加快了电流的跟随作 用，只是按照典型系统设计的电流环响应速度 有所下降。 n不论把电流环校正成典型型系统还是典型型 系统，其动态响应速度均与 有关。所以要提高 系统动态性能，须尽量减小电流环各环节的延时 时间。 i T Sha

32、nghai university n例题例题4-2 电机参数同例题4-1。 n设计要求设计要求 按照典型型系统设计电流调节器，要求电流 超调量 。 n1）确定时间常数同例题4-1 n2）选择电流调节器结构 n =0.0144s， =0.000725s，满足 ，故将 电流环控制对象中大惯性环节做降阶处理。 n为保证稳态电流无差，按典型型系统设计电流调节器 。因此可用PI型电流调节器，在输入部分加入低通滤波 器，滤波时间常数为4倍 ，即为0.0029s。 5% i l T l T i T 10 li TT Shanghai university n（3）计算电流调节器参数 n电流调节器超前时间常数

33、： n =0.003625s。 n比例系数： n（4）校验近似条件 ii hT 15 10.3680.0144 0.319 22*5107.5*0.1277 0.000725 l i si ThR K h KT Shanghai university n电流环截止频率： n1）校验 PWM变换器传递函数的近似条件：满 足近似条件 n2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的 条件：满足近似条件 n3）校验电流环小时间常数近似处理条件：满足 近似条件 n 4）校验大惯性环节近似处理条件 n 满足近似条件 0.251 344.83 40.000725 ci i w T 1 s 33 208.33

34、0.0144 ci l T Shanghai university 计算调节器电阻和电容 n电流调节器原理图如图4-26所示，按所用运算 放大器取 ， ，各电阻和电 容值计算如下： n ，取3.3 n ，取1 n ， 取220 n ， 取2.2 0 10RM _ 1.3 ii RM 0 0.319 100000003.19 ii RK RM M 9 0.003625 1.1 101.1 3.3*1000000 i i i CFnF R nF 9 0 0 440.0006 0.24 10240 10*1000000 i oi T CFpF R p F _ _ 40.0029 2.2 130000

35、0 i ii ii T CnF R nF Shanghai university Toi电流反馈滤波时间常数； Ton转速反馈滤波时间常数 图3-18 双闭环调速系统的动态结构图 2转速调节器的设计 Shanghai university n把电流环用一阶惯性环节代替，时间常数 n把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时 将给定信号改成 U*n(s)/， n把时间常数为 和 Ton 的两个小惯性环节合并T non TTT T Shanghai university 图4-27 转速环的动态结构图及其简化 (a)用等效环节代替电流环 (b)等效成单位负反馈系统和小惯 性的近似处理 (c)校正后

36、成为典型型系统 电流环 Shanghai university n转速环的控制对象是由一个积分环节和一个惯性 环节组成，IdL(s)是负载扰动。 n系统实现无静差的必要条件是：在负载扰动点之 前必须含有一个积分环节。 n转速开环传递函数应有两个积分环节，按典型 型系统设计。 nASR采用PI调节器 s sK sW n nn ASR ) 1( )( （4-78） Kn 转速调节器的比例系数； n 转速调节器的超前时间常数。 Shanghai university n调速系统的开环传递函数为 n令转速环开环增益KN为 (4-79) n则 （4-80） ) 1( ) 1( ) 1( ) 1( )(

37、2 sTsTC sRK sTsTC R s sK sW nmen nn nmen nn n men n N TC RK K ) 1( ) 1( )( 2 sTs sK sW n nN n Shanghai university 图4-27 转速环的动态结构图及其简化 (c)校正后成为典型型系统 nn hT 22 2 1 n N Th h K n me n RTh TCh K 2 ) 1( （4-81） （4-82） （4-82） 无特殊要求时，一般以选择h=5 为好。 Shanghai university n模拟式转速调节器电路 U*n 转速给定电压； n 转速负反馈电压； U*i 电流调节

38、器的给定电 压。 (4-84) (4-85) (4-86) 图4-28 含给定滤波与反馈滤波的PI型 转速调节器 0 R R K n n nnn CR onon CRT 0 4 1 Shanghai university 例题4-3 n在例题4-1中，除已给数据外，已知：转速 反馈系数 Vmin/r（10V/nN）， n电流环按照典型型系统设计， ， n要求转速无静差，空载起动到额定转速时 的转速超调量n 5% 。 n试按工程设计方法设计转速调节器，并校 验转速超调量的要求能否得到满足。 0.00383 0.5 Ii K T Shanghai university 解 1）确定时间常数 n（1

39、）电流环等效时间常数。 由例题4-1，已取KITi=0.5， 则 n s n（2）转速滤波时间常数。根据所用测速发电机纹波情况， 取Ton=0.01s。 n（3）转速环小时间常数。按小时间常数近似处理，取 n s=0.01145s 22 0.0007250.00145 i T 20.001450.01 nion TTT （） Shanghai university 2）选择转速调节器结构 n选用PI调节器， 3）计算转速调节器参数 n取h=5，则ASR的超前时间常数为 s n转速环开环增益： nASR的比例系数为 s sK sW n nn ASR ) 1( )( 5 0.011450.0572

40、5 nn hT 22 2222 16 s915.3s 22 50.01145 N n h K h T (1)6 0.1277 0.1459 0.18 124.686 22 5 0.00383 0.368 0.01145 em n n hC T K h RT Shanghai university 4）检验近似条件 n转速环截止频率为 n s-1 （1）电流环传递函数简化条件 满足简化条件 （2）转速环小时间常数近似处理条件 满足近似条件 cn cn 1 1 915.3 0.05725s52.4 N cnNn K K 1 11689.655 325.1s 330.000725 I i K T 1

41、 11689.655 87.538s 330.01 I on K T Shanghai university 5）计算调节器电阻和电容 n取 k， n k， 取4.7 M n 取10 n 取1 F 0 39R k 0 124.686 39k4863 nn RK R 9 3 0 05725 12 1 10 4700 10 n n n . CF.F R nF 6 3 0 440 01 1 02 101 02 39 10 on on T. CF.F.F R Shanghai university 6）校核转速超调量 n当h=5时，由表4-4查得，n%=37.6%，不能满足 设计要求。实际上，由于表4

42、-4是按线性系统计 算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线 性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计 算超调量。 n点动起动或斜坡给定起动的传动设备，转速调节 器未能进入饱和状态，在给定信号之后增加一阶 输入滤波环节，由表4-6查得， ， 此时转速超调为2.9%，也可以满足设计要求。 加入低通滤波器后进一步降低系统截止频率，例 题4-3中的近似条件仍旧成立。 40.0458 inn TTs Shanghai university 3转速调节器退饱和时转速超调量的计算 Shanghai university 图4-29 ASR饱和时转速环按典型II型系统设计的 调速系统起动过程 Sha

43、nghai university n当ASR饱和时，相当于转速环开环，电流环输入 恒定电压 ，如果忽略电流环短暂的跟随过程， 其输出量也基本上是恒值 ，因而电动机基本上 按恒加速起动，其加速度为 n （4-88） () dmdL em dnR II dtC T * 2 () em dmdL C T n t IIR * 2 * 2 1 ( ) nn n imdL K Uh tT hUI Shanghai university n当转速超过给定值之后，转速调节器ASR由饱和 限幅状态进入线性调节状态，此时的转速环由开 环进入闭环控制，迫使电流由最大值Idm降到负载 电流Idl 。 nASR开始退饱

44、和时，由于电动机电流Id仍大于负 载电流Idl ，电动机继续加速，直到Id Idl时，转 速才降低。 n这不是按线性系统规律的超调，而是经历了饱和 非线性区域之后的超调，称作“退饱和超调”。 Shanghai university n假定调速系统原来是在Idm的条件下运行于 转速n*， n在点O 突然将负载由Idm降到Idl ，转速会在 突减负载的情况下，产生一个速升与恢复 的过程， n突减负载的速升过程与退饱和超调过程是 完全相同的。（数学模型、初始条件相同） Shanghai university 图4-30 调速系统的等效动态结构图 (a)以转速n为输出量 只考虑稳态转速n*以上的超调部

45、分， n=n-n*，坐标原点移到O点， Shanghai university 图4-30 调速系统的等效动态结构图 (b）以转速超调值为输出量 初始条件则转化为 dmd IIn)0(, 0)0( Shanghai university n把n的负反馈作用反映到主通道第一个环节的输出量上 来，得图 (c)，图中Id和IdL的+、- 号都作了相应的变化。 n图 (c)和讨论典型II型系统抗扰过程所用的图完全相同。 可以利用表4-5给出的典型II型系统抗扰性能指标来计算 退饱和超调量， 图4-30 调速系统的等效动态结构图 (c) 图(b)的等效变换 Shanghai university n取

46、， n于是（4-35） （4-34） hTKKKKKK dpi 12111 ,/ ) 1( ) 1( )( 1 1 Tss hTsK sW 图4-17 典型型系统在一种扰动作用下的动态结构图 等效框图 s K sW 2 2 )( Shanghai university Cb = 2FK2T 取2T时间内的累加值作为基准值 h 3 4 56 7 8 9 10 Cmax/Cb tm / T tv / T 72.2% 2.45 13.60 77.5% 2.70 10.45 81.2% 2.85 8.80 84.0% 3.00 12.95 86.3% 3.15 16.85 88.1% 3.25 19.

47、80 89.6% 3.30 22.80 90.8% 3.40 25.85 Shanghai university n在典型II型系统抗扰性能指标中， C的基 准值是 (4-37) nn的基准值是 (4-89) TFKCb 2 2 n me TT TC R K 2 dLdm IIF me dLdmn b TC IIRT n )(2 Shanghai university n作为转速超调量n%，其基准值应该是n*，退饱和 超调量可以由表3-5列出的数据经基准值换算后求得， 即 m nN b b b n T T n n z C C n n C C * max * max )%)(2%)(% 电动机允

48、许的过载倍数， z负载系数， (4-91) dNdm II dNdL zII m n Nb T T nzn )(2 (4-90) e dN N C RI n Shanghai university 例题4-4 试按退饱和超调量的计算方法计算例题4-3中 调速系统空载起动到额定转速时的转速超调量， 并校验它是否满足设计要求。 n解解 当h=5时，由表4-5查得 5% m nN b b b n T T n n z C C n n C C * max * max )%)(2%)(% %2 .81/ max b CC ?%793. 0 18. 0 01154. 0 2610 145. 0 368. 0

49、2 .52 5 . 1%2 .812 n Shanghai university 从例题4-14-4的计算结果来看，有三个问题是值得 注意的。 （1）转速的退饱和超调量与稳态转速有关。 n 按线性系统计算转速超调量时，当h选定后，不论稳 态转速n*有多大，超调量n%的百分数都是一样的。 n 按照退饱和过程计算超调量，其具体数值与n*有关 （2）反电动势对转速环和转速超调量的影响 。 n反电动势的动态影响对于电流环来说是可以忽略的。 n对于转速环来说，忽略反电动势的条件就不成立了。 好在反电动势的影响只会使转速超调量更小，不考虑 它并无大碍。 Shanghai university （3）内、外

50、环开环对数幅频特性的比较 n外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控 制系统的特点。 图4-31 双闭环调速系统内环和外环的开环对数幅频特性 I电流内环 n转速外环 3 .270 0037. 0 11 i T 1 s 1 .135 ci 1 s 5 .57 0174. 0 11 n T 1 s 5 .34 cn 1 s 5 .11 087. 0 11 n 1 s Shanghai university 4.4 双闭环直流调速系统的弱磁控制双闭环直流调速系统的弱磁控制 n为什么要进行弱为什么要进行弱 磁控制？磁控制？ n变压与弱磁配合控制变压与弱磁配合控制 图4-32弱磁与调压配合控

51、制特性 Shanghai university n把调压与弱磁的给定装置统一成一个电位器把调压与弱磁的给定装置统一成一个电位器 ，弱磁升速靠系统内部的信号自动进行。，弱磁升速靠系统内部的信号自动进行。 n在基速以下，应该在满磁的条件下调节电压在基速以下，应该在满磁的条件下调节电压 ，在基速以上，应该在额定电压下调节励磁，在基速以上，应该在额定电压下调节励磁 ，因此存在恒转矩的变压调速和恒功率的弱，因此存在恒转矩的变压调速和恒功率的弱 磁调速两个不同的区段。磁调速两个不同的区段。 n选择一种合适的控制方法，可以在这两个区选择一种合适的控制方法，可以在这两个区 段中交替工作，也能从一个区段平滑地过渡段中交替工作，也能从一个区段平滑地过渡 到另一个区段中去，到另一个区段中去， Shanghai university 励磁电流的闭环控制励磁电流的闭环控制 图4-33 带有励磁