毕业设计（论文）DPSK调制解调及性能分析

1、摘要摘要 随着通信技术的日益迅速发展。数字通信很明显优越于模拟通信。但为了使 数字基带通信能够在具有带通传输特性中传输，数字基带信号必需要进行调制， 成为已调数字信号才能适应信道传输。其中基本的三种数字调制方式有：振幅键 控（ask） ，移频键控（fsk）和相移键控（psk 或 dpsk） 。其中相移键控是在 三种基本数字调制方式中抗噪声性能最好，而且差分相频键控（dpsk）克服了 psk 的相干载波恢复中载波相位模糊的缺点。对 dpsk 的研究分析有助于现代或 者未来数字调制的发展。 关键词：dpsk 调制 调频 解调 抗噪声性能 system view abstract with the

2、increasingly rapid development of communication technology. digital communications is significantly superior to analog communication. however, in order to enable digital communication with transmission characteristics of bandpass transmission, digital baseband signal will need to be modulated, the m

3、odulated digital signal in order to adapt the channel transmission. three digital modulation: amplitude shift keying (ask), frequency shift keying (fsk) and phase shift keying (psk or dpsk). which the phase-shift keying is the best anti-noise performance in the three basic digital modulation scheme,

4、 differential phase frequency shift keying (dpsk) to overcome the shortcomings of psk coherent carrier recovery 180 degrees in the carrier phase ambiguity. the study of dpsk analysis to contribute to the development of the modern or the future of digital modulation. keywords: dpsk system demodulatio

5、n performance of resistance to noise system view 目 录 第一章第一章绪绪 论论.1 第二章第二章2dpsk 调调制制解解调系统原理调系统原理 .3 2.1二进制相移键控（2psk）的调制解调方法.3 2.1.12psk 的调制原理.3 2.1.22psk 的解调原理.4 2.22dpsk 调制与解调原理.5 2.2.12dpsk 调制原理.5 2.2.22dpsk 解调原理.6 2.32dpsk 系统性能理论分析.7 2.3.12dpsk 系统抗噪声性能.7 2.3.22dpsk 频带利用率.9 2.3.32dpsk 对信道特性变化的敏感性.1

6、0 第三章第三章多进制差分相移键控（多进制差分相移键控（mdpsk）.13 3.1多进制相移键控（mpsk）.13 3.1.1mpsk 信号表达形式.13 3.1.24psk 调制与解调.14 3.2多进制差分相移键控（mdpsk）调制解调.16 3.34psk 与 4dpsk 抗噪声性能.18 第四章第四章system view 软件平台基础软件平台基础.21 4.1system view简介.21 4.2system view的设计窗口.21 4.2.1设计窗口.21 4.2.2菜单栏与工具栏.22 4.2.3图符库及图符定义.23 4.2.4system view 的分析窗口及接受计算器

7、.23 4.2.5system view 的基本使用流程.24 第五章第五章基于基于 system view 对对 2dpsk 调制解调系统分析调制解调系统分析.27 5.1基于 system view实现 2dpsk 调制解调的基本思路 .27 5.22dpsk 调制解调的原理框图绘制.27 5.3基于 system view设计与分析 2dpsk 调制 .28 5.4基于 system view设计信道.31 5.5基于 system view设计 2dpsk 的解调 .34 5.5.1带宽滤波器的设计.34 5.5.22dpsk 差分相干解调设计.37 5.6基于 system view

8、对 2dpsk 设计抗噪声性能分析 .40 第六章第六章总结总结.45 致致 谢谢.47 参考文献参考文献.49 附附 录录.51 第一章 绪 论 随着数字技术日益迅速发展以及无线通信技术普及，我们有必要对数字调制 技术进行了解与分析。 对于一个数字调制系统的研究，除了要了解调制解调原理，还要懂得分析每 个调制解调环节的作用与设计过程。另外还要对系统性能做出分析，性能是指除 了抗噪声性能，还有频带利用率，对于信道的敏感性等。 对于 dpsk，除了可以克服 psk 的相位模糊现象，而且有较好的频谱利用率。 虽然在 dpsk 的基础上，发展了现今北美和日本的蜂窝移动通信都在用的 /4dqpsk 数

9、字调制系统。对于 dpsk 研究，有助于对现代数字调制技术的学习 打下一定的基础。 通信系统是一个非常复杂的工程系统，通信系统设计研究也十分复杂， system view 是一个可用于通信系统设计及仿真的动态分析平台，可构造各种复 杂的模拟，数字，数模混合系统的设计与仿真。 本设计将以 system view 仿真系统对二进制差分相移键控（2dpsk）的调制 与解调进行计算机仿真为例。并且结合理论知识，通过 system view 所提供的各 种仿真计算分析技术来从实际情况入手，对 2dpsk 的信道传输，带宽变化，频 谱分析，抗噪声性能绘图等进行对 2dpsk 调制与解调实现及性能分析。 第

10、二章 2dpsk 调制解调系统原理 2.1 二进制相移键控（2psk）的调制解调方法 2.1.12psk 的调制原理 所谓的二进制相移键控（2psk）信号，是指在二进制调制中，正弦载波的相 位随着二进制数字基带信号离散变化而产生的信号。已调信号载波可以用“0” 和“”或者“+/2”和“-/2”来表示二进制基带信号的“0”和“1” 。2psk 的表达式如下 e2psk（t）=cos(c*t+n) 下面以“0”和“”代表基带数字信号的“0”和“1”来讲述 2psk。2psk 信号典型时间波形如图 2-1 所示。公式如下。 e2psk（t）=an*g(t-n*ts)*coswc*t 图 2-1 其中

11、 an是双极性数字信号，g(t)为幅度 1 的矩形脉冲，矩形脉冲的宽度为 ts。 由于 2psk 信号是双极性不归零码的双边带调制，所以如果数字基带信号不 是双极性不归零码时，则要先转成双极性不归零码，然后再进行调制。调制方法 有模拟法和相位选择法。2psk 调制原理图如图 2-2 和 2-3 所示。模拟法使源信号 如果不是双极性不归零，则转成双极性不归零码后与本地载波相乘即可调制成 2psk 信号。相位选择则是通过电子开关来实现的，当双极性不归零码通过电子 开关时，遇低电平就以 180 度相移的本地载波相乘输出，遇高电平，电子开关则 连通没相移的本地载波上然后输出。 图 2-2 图 2-3

12、2.1.22psk 的解调原理 至于解调的方式，因为双极性不归零码在“1”和“0”等概时没有直流分量， 所以 2psk 信号的功率谱密度是无载波分量，所以必须用相干解调的方式。如图 2-4 所示。 图 2-4 过程中需要用到与接收的 2psk 信号同频同相的相干载波相乘，然后通过低 通滤波器，再进行抽样判决恢复数据。当恢复相干载波产生 180 度倒相时，解调 出的数字基带信号将与发送的数字基带信号正好相反，解调器输出数字基带信号 全部出错。这种现象通常称为“倒 ”现象。因而 2psk 信号的相干解调存在随 机的“倒 ”现象，使得 2psk 方式在实际中很少采用。 2.2 2dpsk 调制与解调

13、原理 2.2.12dpsk 调制原理 在 2psk 信号中，信号的相位变化是由未调载波的相位作为参考基准的，是 利用载波的绝对相位传送数字信息的，所以称为绝对调相。但 2psk 存在着一种 缺陷，就是在相干载波恢复中载波相位存在载波相位 180 度相位模糊，以至于解 调出的二进制基带信号出现反向现象，在实际应用中很难实现。所以为了解决 2psk 这个问题，提出了二进制差分相移键控（2dpsk） 。2dpsk 是在 2psk 的基 础上做出的改进。虽然 2dpsk 能够解决 2psk 的载波相位模糊问题，是一种实用 的数字调相系统，但是其抗噪声性能却不如 2psk。 图 2-5 2dpsk 是利

14、用前后码元的载波相位相对变化来传输数字信息的，称为相对调 相。即对数字基带信号进行差分编码，把绝对码转换成相对码（差分码） 。编码 规则如下 bn=an xor bn-1 其中，xor 是模 2 加，也是异或。bn是 bn-1的前一个码元，最初的 bn-1可以任 意设定。 2dpsk 信号的实现步骤如下：首先要对数字基带信号进行差分编码，把绝对 码转换成相对码来表示二进制信号，然后再进行绝对调相，如图 2-5 所示。 2.2.22dpsk 解调原理 在 2dpsk 的解调方法中，我们可以采用相干解调方式，也叫做极性比较法。 其解调原理原理图如图 2-6 所示，它的解调原理过程是首先将已在信道中

15、传输的 2dpsk 信号进入带宽滤波器，滤掉滤波器频带以外的噪声。然后与 2dpsk 载波 同频同相的本地载波相乘再通过低通滤波器，滤除高频分量，通过抽样判决恢复 出相对码。最后通过码反变换器把相对码转换成绝对码。 图 2-6 图 2-7 另外 2dpsk 还可以采用差分相干解调方式，即相位比较法。解调原理过程 如图 2-7 所示。其原理过程与相干解调不同的是解调过程不需要相干载波，也不 需要码反变换这一过程。当 2dpsk 信号通过带通滤波器后，通过延时器，延时 一个码元的时间间隔，再与 2dpsk 信号本身相乘，实现前后码元相位差的直接 比较。再通过低通滤波器和抽样判决，从而恢复出绝对码。

16、由于过程不需要专门 的相干载波，所以是一种非相干解调方法。虽然差分相干解调不需要相干载波而 且在性能上优越于采用相干解调的绝对调相。但是抗噪声能力比较差。 2.3 2dpsk 系统性能理论分析 2.3.12dpsk 系统抗噪声性能 在数字通信中，误码率是衡量数字通信系统性能的重要指标之一。2dpsk 信 号可采用相干解调与差分相干解调两种形式。由于本设计采用的是差分相干解调， 所以在这里只对差分相干解调系统性能进行解说。 2dpsk 信号差分相干解调也称为相位比较法，是一种非相干解调方法。在上 面解调的设计过程可以看出，解调过程中需要对间隔为 ts的前后两个码元进行比 较。假设当前发送的是“1

17、” ，并且前一时刻发送的也是“1” ，则带通滤波器输出 的 y1（t）与延时输出的 y2（t）分别是 y1(t)=a*cos(c*t)+n1(t) y2(t)=a*cos(c*t)+n2(t) 其中 n1(t),n2(t)分别为无迟延支路的窄带高斯噪声和有延时支路的窄带高斯噪 声，并且 n1(t)和 n2（t）相互独立。由于窄带高斯噪声是可以分解成同相分量与正 交分量。所以以上两式可以写成 y1(t)=a+n1c(t)cos(c*t)+n1s(t)*sin(c*t) y2(t)=a+n2c(t)cos(c*t)+n2s(t)*sin(c*t) 通过低通滤波器的输出在抽样时刻的样值为 x=0.5

18、*(a+n1c)*(a+n2c)+n1s*n2s 若 x0,则判决为“1“符号（正确判决） ； 若 x0,则判决为“0“符号（错误判决） 。 “1”判为“0”符号的概率为 p(0/1)=px0=p0.5*(a+n1c)(a+n2c)+n1s*n2s0 利用恒等式 x1*x2+y1*y2=0.25*(x1+x2)2+(y1+y2)2-(x1-x2)2+(y1+y2)2 其中 x1=a+n1c,x2=a+n2c,y1=a+n1s,y2=2+n2s 则 x=0.125*（2*a+n1c+n2c）2+(n1s+n2s)2-(n1c-n2c)2-(n1s+n2s)2 若判为“0” ，即 x0 则 0.1

19、25*（2*a+n1c+n2c）2+(n1s+n2s)2-(n1c-n2c)2-(n1s+n2s)2 0 令 r12=（2*a+n1c+n2c）2+(n1s+n2s)2 r22=(n1c-n2c)2+(n1s-n2s)2 则当 x0,有 r1r2。 此时，将“1”判为“0”符号的错误概率可表示为 p（0/1）=pr1r2 因为 n1c,n2c,n1s,n2s是相互独立的高斯随机变量，且均值为 0，方差相等为 n2。根据高斯随机变量之和仍然为高斯随机变量，且均值为各随机变量的均值 代数之和，方差为各随机变量方差之和的性质，则 n1c+n2c是零均值，方差为 2n2 的高斯随机变量。同理，n1s+

20、n2s,n1c-n2c,n1s+n2s都是零均值，方差为 2n2 的高斯随机变量。由随机信号分析理论可知，r1 的一维分布服从广义瑞利分布， r2 的一维分布服从瑞利分布。所以可得， p（0/1）=0.5*e(-r) 式中，r=a2/(2*n2) 同理可得“0”判成“1”的概率 p(1/0)=p(0/1),即 p(1/0)= 0.5*e(-r) 图 2-8 通过对于同一种数字调制信号进行分析，根据图 2-8 各数字调制信号误码率 表格，采用相干解调方式的误码率低于采用非相干解调方式的误码率。在误码率 一定时，有以下情况，2psk,2fsk,2ask 系统所需要的信噪比关系为 r2ask=2*r

21、2fsk=4*r2psk 式子表明了，在相干解调方式和误码率相同的情况下，所需要的信噪比 2fsk 是 2 倍的 2psk ，2ask 是 4 倍的 2psk。如果采用分贝的方式表示，误码 率相同的情况下，所需要的信噪比则是 ask 比 2psk 高出 6 分贝，2fsk 比 2psk 高出 3 分贝。若都采用非相干解调方式，也就是本设计所采用的解调方式， 通过各数字调制信号的误码率与信噪比的关系公式可以得到在误码率相同情况下 与其他数字调制信号进行比较，2dpsk 比 2fsk 低 3 分贝，比 2ask 低 6 分贝。 反过来，若信噪比 r 一定，2psk 系统的误码率低于 2fsk 系统

22、，2fsk 的误 码率低于 2ask 系统。 通过如图 2-9 可以看出各个数字调制系统的误码率比信噪比的关系曲线图。 图 2-9 2.3.22dpsk 频带利用率 要知道 2dpsk 的频带带宽是多少。先要从数字基带信号随机序列开始分析 起。根据随机序列 s(t)可费解为稳态波 v(t)和交变波 u(t)，可得 s(t)=v(t)+u(t) s(t)的功率谱密度为 ps(f)=pv(f)+pu(f) 其中 pv(f)=|fs*p*g1*(m*fs)+(1-p)*g2(m*fs)|2*(f-m*fs) pu(f)=fs*p*(1-p)*|g1(f)-g2(f)|2 通过合并得 ps(f)=|f

23、s*p*g1(m*fs)+(1-p)*g2(m*fs)|2*(f-m*fs) 其中 fs是随机序列的频率，g(f)是单个码元波形的频谱函数，p 为出现 g1(t) 的概率， （1-p）则是出现 g2(t)的概率。 又因为 2dpsk 的数字基带信号必须转成双极性，当 p=1-p，双极性不归零码 没有直流分量在频谱不存在冲激函数，所以根据上式可得双极性随机序列的功率 谱 ps(f)=fs*|g(f)|2 在这里码元波形 g(t)一般取矩形脉冲，所以傅里叶变换之后 g(f)为 sa 函数波 形。双极性随机序列的单边带功率谱图为如图 2-10 所示。 图 2-10 一般双极性不归零信号的带宽取决于该

24、频谱的第一个零点 fs,带宽 bs=fs。 至于基带信号乘以载波进行频谱搬移之后，已调制信号的带宽以载波频率 fc 为中心，bs=2fs。 至于各种二进制数字调制系统的频带宽度如下所述，其中 ts为传输码元的时 间宽度。 2ask 系统和 2psk（2dpsk）系统频带宽度相同，均为 2/ts，是码元传输速 率 1/ts的二倍；2fsk 系统的频带宽度近似为|f2-f1|+2/ts，大于 2ask 系统和 2psk（2dpsk）系统的频带宽度。因此，从频带利用率上看，2fsk 调制系统最 差。 2.3.32dpsk 对信道特性变化的敏感性 对于信道特性变化的敏感性来说，信道特性变化的灵敏度对最

25、佳判决门限有 一定的影响。在 2dpsk 系统中，判决器的最佳判决门限为 0，与接收机输入信号 的幅度无关。因此，判决门限不随信道特性的变化而变化，接收机总能工作在最 佳判决门限状态。在 2fsk 系统中，是比较两路解调输出的大小来做出判决的， 不需人为设置的判决门限。对于 2ask 系统，判决器的最佳判决门限为 a/2（当 p(0)=p(1)时） ，它与接收机输入信号的幅度 a 有关。当信道特性发生变化时，接 收机输入信号的幅度将随之发生变化，从而导致最佳判决门限随之而变。这时， 接收机不容易保持在最佳判决门限状态，误码率将会增大。因此，从对信道特性 变化的敏感程度上看，2ask 调制系统最

26、差。 通过几方面对 2dpsk 系统性能分析以及与其他数字调制系统的性能比较，可 以看出在恒参信道传输中，在这三种二进制数字调制信号中，如果要求较高的功 率利用率与较高的频谱利用率，都应该选择 2psk 和 2dpsk。 第三章 多进制差分相移键控（mdpsk） 3.1 多进制相移键控（mpsk） 3.1.1mpsk 信号表达形式 多进制相移键控（mpsk）是利用载波的不同相位来表征数字信息的调制方 式，与二进制相移键控（2psk）相同，多进制数字相移键控也有绝对相位调制和 差分相位调制两种。 一般来说，2psk 的载波相位是用“0”和“”或者“+/2”和“-/2” 两种取法，它们分别带表着信

27、息“1”和“0” 。至于多进制的情况，比如四进制 相移键控 4psk 载波相位可以是 0， /2， ，3/2（或者 /4，3/4，5/4，7/4）,它们分别代表信息 00，10，11，01。又比如说八进 制相移键控（8psk） ，8 种载相位， /8,，3/8，5/8，7/8，9/8，11/8，13/8，15/8，分别代表信息 111，110，010，011，001，000，100，101。为了方便说明概念，可参考四进制 相移键控的信号矢量图的表述，如图 3-1 所示。 图 3-1 在 mpsk 调制中，是以载波相位的 m 种不同取值分别表示数字信息的。所 以，mpsk 信号可以表示为 emp

28、sk(t)=g(t-n*ts)*cos(c*t+n) 式中，g(t)为信号包络波形，通常是矩形波，幅度为 1；ts 为一个码元时间 宽度；c 为载波角频率；n 为第 n 个码元所对应的相位，共有 m 种取值。 通常 mpsk 调制信号可以用正交的形式进行表示： empsk(t)= g(t-n*ts)*cos(n)*cos(c*t)- g(t-n*ts)* sin(n)*sin(c*t) =i(t)*cos(c*t)-q(t)*sin(c*t) 其中 i(t)=an*g(t-n*ts) q(t)=bn*g(t-n*ts) 对于四相调制，an，bn等于 0,+1，-1。 3.1.24psk 调制与

29、解调 4psk 和 4dpsk 是在 m 进制数字相位调制中，应用最为广泛的两种调制方 式。下面介绍 4psk 的调制与解调。 4psk 是利用载波的四种不同的相位来表示数字信息的。由于每一种载波相 位代表两个比特信息，所以每个四进制码元可以用两个二进制码元组合来表示。 两个二进制码元中的前一比特用 a 表示，后一比特用 b 表示，则双比特 ab 与载波 相位的关系如图 3-2。 图 3-2 empsk(t)=g(t-n*ts)*cos(c*t+n) 参照上面的式子，可以用采用相位选择法产生 4psk 信号，其原理图如图 3-3 所示。图中，四相载波产生器输出 4psk 信号所需的四种不同相位

30、的载波。输入 二进制数据经过串/并变换器输出双比特码元，逻辑选相器将会根据输入的双比特 码元，每个时间间隔 ts选择其中一种相位载波来作为输出。 图 3-3 图 3-4 图 3-5 另外亦可以通过正交调制方式产生 4psk 信号，正交原理图如图 3-4 所示， 图中二进制信号进入串/并变换器把二进制序列变成两个速度减半的并行双极性序 列 a 和 b,，然后分别对 cos(c*t)和 sin(c*t)进行调制。在这里整个正交调制器可 以看成两个载波正交的 2psk 调制器组成。 通过 4psk 信号可以看做两个载波正交 2psk 信号合成，因此，对 4psk 信 号的解调可以采用与 2psk 信

31、号类似的解调方式进行解调，解调原理图如图 3-5 所示。 3.2 多进制差分相移键控（mdpsk）调制解调 在 2psk 信号的相干解调过程中会产生 180 度相位模糊。同样，对于 mpsk 信号的相干解调也会产生相位模糊问题。因此实际应用中 mdpsk 更为实用。在 这里将以 4dpsk 调制解调作为例子，阐述 mdpsk 原理及调制解调过程。 图 3-6 图 3-7 对于 4psk 信号的相干解调中产生“0”,“/2”,“” ， “3/2”四个相位 模糊。因此采用 4dpsk。4dpsk 信号是利用前后码元之间都得相位相对变化来 表示数字信息的。若以前一双比特码元相位作为参考，n作为当前双

32、比特码 元与前一双比特码元初相差，则信息编码与载波相位变化关系如图 3-6 所示。 4dpsk 信号产生 a 方式原理图如图 3-7 所示。图中串/并变换器与上面讲述的 2psk 调制相似，将输入的二进制序列分为速度减半的两个并行双极性序列 a 和 b，再通过差分编码器将其编为四进制差分码，然后用 4psk 的绝对调相的调制方 式实现 4dpsk 信号。 在这里要说明四相差分编码并不像二相编码那样编码，其原理可参照如图 3- 8 所示。或者四相差分编码流程来了解。 图 3-8 四相差分编码流程： 如果 a相 n-1 xor b相 n-1=0 则 a相 n=a绝 n xor a相 n-1 b相

33、n=b绝 n xor b相 n-1 如果 a相 n-1 xor b相 n-1=1 则 a相 n=b绝 n xor a相 n-1 b相 n=a绝 n xor b相 n-1 4dpsk 信号的解调方式可以采用相干解调加码反变换器方式（极性比较法） ， 其原理如图 3-9 所示，也可以采用差分相干解调的方式（相位比较法）其 a 方式 原理图如图 3-10 所示。 图 3-9 图 3-10 3.3 4psk 与 4dpsk 抗噪声性能 对于 4psk 信号，采用相干解调器，系统总的误码率 pe为 peerfc(r0.5)*sin/4) 式中，r 为信噪比。 对于 4dpsk 方式的误码率为 peerf

34、c(2*r0.5)*sin/8 mpsk 相干解调与 mdpsk 差分相干解调的误码率曲线图，如图 3-11 所示。 图 3-11 第四章 system view 软件平台基础 4.1 system view 简介 system view 是一个非常实用的现代电子工程的设计仿真的动态系统分析平 台。从滤波器设计，信号处理，一般的系统数学模型建立，直到完整通信系统的 设计与仿真等各个领域，system view 在友好而且功能齐全的窗口环境下为用户 提供一个精密的嵌入式分析工具。 system view 的基本库有多种信号源，接收器，加法器，乘法器，各种函数 运算器等。并且可以通过不同的指标需要

35、设计各种所需的滤波器，如模拟滤波器， 数字滤波器，iir 滤波器（巴特沃斯滤波器，切贝雪夫滤波器） ，fir 滤波器等。 还可以进行频谱分析，根轨迹分析，相关性分析，求均值等。另外。system view 为了使用者的方便起见还自带有通信（communication） ，数字信号处理 （dsp） ，射频/模拟（rf/analog）等专业库。 随着现代通信技术的不断发展，无线通信技术已日益成熟和完善。利用 system view 带有的 cdma，dvb 等扩展库就可以方便地完成各种设计与仿真。 另外 system view 还提供了与数学仿真软件 matlab 和编程语言 vc+的接口， 可以

36、很方便地调用所需的函数。system view 还可以跟硬件设计接口。比如说 xilinx 公司的软件 core generator 与之配套，可以讲 system view 系统中的部件器 件生成下载 fpga 芯片所需的数据文件；dsp 芯片设计的接口，可以将其 dsp 库中的部分器件生成 dsp 芯片编程的 c 语言源代码。 4.2 system view 的设计窗口 4.2.1设计窗口 当打开 system view 之后，将会进入设计窗口，如图 4-1 所示，窗口中包含 有菜单栏，工具栏，图标库，动态指针，消息显示，仿真进度，提示信息。 图 4-1 4.2.2菜单栏与工具栏 图 4-

37、2 在 system view 分析窗口菜单栏上提供了各项功能的选择。如图 4-2 所示。 从左到右，有切换图标库，打开已有系统，保存当前设计区，打印，清除工作区， 删除对象，断开图符连接，连接图符，复制图符，图符翻转，创建变栈，创建子 系统，显示子系统，根轨迹，波特图，画面重画，停止仿真，运行仿真，系统定 时，分析窗口。 概括起来，工具栏提供搭建系统，运行系统仿真的基本操作，主要包括： （1）文件基本操作 （2）搭建系统，如图符操作（连接断开与复制等） ，创建便栈和子系统； （3）运行或停止系统仿真； （4）进行一定形式的系统分析，如显示根轨迹，波特图； （5）设置系统定时； （6）提供到分

38、析窗口的接口。 4.2.3图符库及图符定义 图符是 system view 仿真中的基本单元，每个图符代表着一个功能模块。而 图符库是放置在设计窗口的左端。如图 4-3 所示。 图 4-3 从上到下分别是连接接点，信号源，子系统，子系统 i/o，算子，函数，乘 法器，接收器。用户选出图符库中的一个图符时可以通过单击“parameters”按 钮进入参数设计。如图 4-4 所示。 图 4-4 4.2.4system view 的分析窗口及接受计算器 system view 的分析窗口是观察用户运行结果数据的基本载体，利用它可以 观察某一系统运行的结果及对该结果进行各种分析。进入分析窗口后，就可以

39、观 察到接收器对应的输出波形。另外在显示资源利用程度的旁边有一个按钮， 如图 4-5 所示。这就是 system view 的分析窗口中带有的功能强大的接收计算器 （sink calculator） ，它可以对信号进行各种复杂的计算，分析和处理等。 图 4-5 接收计算器有如下功能选项，operators(操作组),arithmetic（算术运算组）, algebraic（代数运算组）,correlation/convolution（相关与卷积组）,complex fft（复合快速傅里叶变换）,spectrum（频谱分析组）,scale（比例尺组）, data（数据组）,custom 和 co

40、mm，能进行求模，信号间的加减乘除，卷积，频 谱分析，编图等功能。 4.2.5system view 的基本使用流程 利用 system view 进行系统的设计，构建，仿真与分析，这一过程可概括为 以下的流程。 根据设计要求与系统原理画出系统原理框图。 选择适合的图符和实现结构，把系统原理框图转化为 system view 模型，在 system view 设计窗口完成所设计的图形化仿真系统。 运行仿真程序，分析仿真结果。 其中，步骤（1）需要使用者对所要设计的系统的原理有明确的认知；步骤 （2）要求使用者对所要用到的图符要有充分的了解；步骤（3）涉及到 system view 分析窗口的操

41、作，同时也需要使用者对专业知识有一定的基础。 如果想进一步深入了解 system view 仿真软件的使用可参考通信系统仿真 国防工业出版社。 第五章 基于 system view 对 2dpsk 调制解调系统分析 5.1 基于 system view 实现 2dpsk 调制解调的基本思路 （1）根据设计 2dpsk 调制解调的要求与系统原理图画出系统原理框图。系 统原理图概括为三个子系统：调制，信道传输以及解调。 （2）选择适合的图符和实现结构，把 2dpsk 调制解调原理框图转化为 system view 模型，在 system view 设计窗口完成所设计的图形化仿真系统。 （3）运行仿

42、真程序，分析仿真结果及其抗噪声性能。 5.2 2dpsk 调制解调的原理框图绘制 图 5-1 2dpsk 调制解调原理框图 2dpsk 调制解调的原理框图大致分为三大部分：调制，信道传输，解调。另 外 2dpsk 的解调过程有两种方法：相干解调和差分相干解调。以下设计将使用 差分相干解调方法来进行对 2dpsk 的解调。另外，在第二章内容中我们已对 2dpsk 调制解调的原理过程进行了解说。通过图 2-5 与图 2-7 的原理框图，再加 上信道传输部分将可绘制 2dpsk 调制解调的原理框图，如图 5-1 所示。 5.3 基于 system view 设计与分析 2dpsk 调制 首先打开 s

43、ystem view 后应该设置抽样频率和抽样的点数，通过点击来设 定。因为从计算机的角度出发，时域和频域都是离散的。所以任何连续信号在计 算机的处理中都会先被抽样离散化。根据奈奎斯特抽样定理，抽样频率必需是信 号频带限制中的最大值的两倍以上，否则会出现频谱图上的混频现象。在本设计 中设定为 1000hz 的频率，抽样点是 2048。 通过原理图的绘制，可以看出在 2dpsk 调制设计中需要一个数字基带信号 的信息源，而这个基带信号应该是二进制双极性不归零码，如果不是也应该把它 转成双极性不归零码。在设计窗口的左侧选择 source（信号源）中，可以选择 pn sequence(伪随机序列)，

44、在如图 5-2 所示。因为伪随机序列可以产生随机二进制双 极性不归零码。单击了伪随机序列之后，通过 parameters 来设定伪随机序列的频 率与幅度，在这我设定为 10hz。幅度为 1，no. levels 设定为 2。 图 5-2 另外在基带信号乘以载波进行频谱搬移之前，应该把绝对码转换成相对码， 根据之前所提供的差分编码的公式 bn=an xor bn-1 可以知道，此刻的差分码，是此刻的绝对码与前一差分码的异或所得。基于 system view 可以设计得到，如图 5-3 所示。 图 5-3 在设计窗口的左端图符库中，选择 operator(算子)中点击 logic（逻辑） ，然后

45、选择 xor（异或） 。然后对它的参数进行设定。true output(正确输出)设为 1，false output（错误输出）设为-1，因为输出的码应该是双极性不归零码。 threshold(门限)设为 0，意思是 0 以上的输入都设为 1，0 以下的输入都设为-1。 图 5-4 在图 5-3 的左上角标为 2 号的图符是从 operator(算子)中 delays(延时)选择到 的 delay(时间延时)。设计的延时时间应为 0.1s。因为在异或输出中得到的差分码 会通过延时一段时间后，跟后一个来临的绝对码进行异或得到新的差分码。所以 延时的时间应该是一个码元的时间宽度的时间，之前伪随机码

46、元的传输频率是 10hz，所以一个码元的时间宽度应该是 1/10，也就是等于 100e+3。但是经调试 之后得时间延时应设为 0.99s 如图 5-3 的 4 号和 5 号图符为图符库中接收器（sink）的 analysis(分析)。进 行如图 5-3 的连线后，通过 analysis 的接收可以观察到就可得到一个差分编码的 模块的输入输出过程。 通过点击工具栏上的运行仿真，等运行仿真结束后点击分析窗口，即可得到 图 5-4 的绝对码与差分码的时间波形（图中的上面波形为绝对码，下面为波形相 对码） 。 如果转化成“0” “1”码字表示可以得到如下情况。 绝对码：0101011110101101

47、1110 相对码：10011010110010010100 这一过程的观察，符合差分编码的准则。可以确定本设计基于 system view 所设计的二相差分编码模块是正确的。 绝对码转成相对码后，下一步就是与载波相乘，从而形成 2dpsk 信号。 在图符库上选择 multiplier(乘法器)，这一图符没有参数设定，是一乘法器。 在图符库上选择 source（信号源）中 periodic（周期性信号）的 sinusoid（正弦波） 。设定幅值为 1，频率为 160hz（不能高于系统的抽样频率的一半） 。然后通过连 线可得到完整的 2dpsk 调制系统，如图 5-5 所示。 图 5-5 图 5-

48、6 图 5-5 为 2dpsk 的调制系统，乘法器的输出端输出的是已调制信号，通过分 析窗口可得如图 5-6 的已调制信号的波形图。通过打开 sink calculator(接受器计 算机)，点击 spectrum（频谱）与 fft(快速傅里叶变换)可得已调制信号的频谱图， 如图 5-7 所示。 图 5-7 5.4 基于 system view 设计信道 只要谈到信息的传输过程都必须要考虑到信道对信息影响。信道是指以传输 煤质为基础的信号通道。信道是有狭义与广义之分。狭义的信道是按照传输煤质 的特性可分为有线信道和无线信道两类。有线信道包括明线，对称电缆，同轴电 缆以及光纤等。无线信道包括地波

49、传播，短波电离层反射，超声波或微波视距中 继，人造卫星中继，散射及移动无线电信道等。广义信道除了包括传输煤质外， 还包括通信系统有关的变换装置，这些装置可以是发送设备，接受设备，馈线与 天线，调制器，解调器等。在本设计中所讲的信道是指狭义信道。另外还可以把 信道分为随参信道和恒参信道。 随参信道是指信道传输特性随时间随机快速变化的信道。常见的有陆地移动 信道，短波电离反射信道，超短波流星余迹散射信道，超短波等。随参信道的特 性是对信号的衰耗随时间随机变化；信号传输时延随时间随机变化而且出现多径 传播。 恒参信道是指信道特性不随时间变化或者变化很缓慢。一般有线电信道，微 波中继信道，卫星中继信道

50、都属于恒参信道。由于恒参信道对信号影响是确定的 或者是变化极其缓慢的，易于通信系统建模，分析等。因此其传输特性可以等效 为一个线性时不变网络，从而有效地采用信号分析方法，分析信号及网络的特性。 另外信号的传输离不开加性噪声的干扰与危害。加性噪声与信号相互独立， 并且始终存在，所以只能减小加性噪声的危害，而不能彻底消除加性噪声。 至于噪声种类多，一般分为人为噪声，自然噪声，内部噪声，单频噪声，脉 冲噪声，起伏噪声。在这次的设计中，将忽略发射与接受设备等内部噪声，即各 器件的电子的随机运动所产生的热噪声，散弹噪声等。除了信道中的起伏噪声。 其他噪声也不做考虑。 所谓的起伏噪声通常认为是近似高斯白噪

51、声，是一种连续波噪声，噪声符合 高斯分布，且均值为零。它的自相关函数是在零时刻有一冲激函数，除零时刻以 外近似于零，这表明了起伏噪声在任何两个相邻时刻的状态都不相关的，即噪声 随时间的起伏变化极快。如果将其自相关函数进行傅里叶变换可得噪声的功率密 度谱。按照理论来说冲激函数通过傅里叶变化可得频谱函数，是一条与 x 轴平行 的恒定的直线，实际上高斯白噪声是不存在的，如果噪声的功率谱均匀分布的频 率范围远远大于通信系统的工作频带，且噪声服从高斯分布，则可视为高斯白噪 声。如图 5-8 所示。 图 5-8 高斯白噪声的双边功率谱密度为 pn(f)=0.5*n0(w/hz) 其自相关函数为 rn()=

52、0.5*n0*() 服从高斯随机变量的一维概率密度函数可表示为 f(x)=1/(2) 0.5*exp-(x-a)2/2*2 其中 a 为均值，在白噪声中 a 为 0。 为方差。 起伏噪声是影响系统性能的主要因素。在抗噪声性能分析时，将以起伏噪声 作为重点。 从上面的理论分析可以这样来设计信道，如图 5-9 所示。已调制信号将与高 斯白噪声相加。 图 5-9 adder（加法器）可以从图符库中找到，并且没有参数设定，至于（gauss noise）高斯噪声，可以在 source（信号源）中的 noise/pn(噪声/伪随机)找到。在 设定参数中 mean（均值）设为 0，因为要设为高斯白噪声。另外

53、 std deviation(方 差)设为 1。 加入噪声之后的 2dpsk 信号将会变成面目全非如图 5-10 所示的时间波形图。 下面将会讨论如何在这混乱的波形图中解调出原信号。 图 5-10 5.5基于 system view 设计 2dpsk 的解调 5.5.1带宽滤波器的设计 在信道中传播的信号进入解调系统，一般先要经过一个带通滤波器。因为在 信道中传播的信号混杂着不同频率的噪声和干扰，带通滤波器可以抑制一定频带 间隔外的所有信号，而频带内的所需信息通过时基本上不改变，从而允许所需信 号频段的波通过同时屏蔽其他频段的信号。 滤波器根据频段的范围一般分为低通滤波器，带通滤波器，高通滤波

54、器和带 阻滤波器等。另外可以根据信号是数字或者模拟分为数字滤波器和模拟滤波器。 数字滤波器可以分为两种，无限长单位冲激响应（iir）滤波器和有限单位冲激响 应（fir）滤波器。常见的滤波器有巴特沃斯滤波器，切贝雪夫滤波器和贝塞尔 滤波器等。下面介绍一下这三种类型滤波器的特性。 巴特沃斯响应能够最大化滤波器的通带平坦度。该响应非常平坦，非常接近 dc 信号，然后慢慢衰减至截止频率点为-3db，最终逼近-20ndb/decade 的衰减率， 其中 n 为滤波器的阶数。巴特沃斯滤波器特别适用于低频应用，其对于维护增益 的平坦性来说非常重要。 切贝雪夫滤波器在一些应用当中，最为重要的因素是滤波器截断不

55、必要信号 的速度。如果你可以接受通带具有一些纹波，就可以得到比巴特沃斯滤波器更快 速的衰减。 除了会改变依赖于频率的输入信号的幅度外，塞贝尔滤波器还会为其引入了 一个延迟。延迟使得基于频率的相移产生非正弦信号失真。就像巴特沃斯响应利 用通带最大化了幅度的平坦度一样，贝塞尔响应最小化了通带的相位非线性。 在 system view 中对滤波器设计的方法也有很多种。先在图符库中选择 operator（算子）中 filters/systems（滤波器/系统）的 linear sys filters（线性系 统滤波器） 。在 parameters 中设定参数会出现如图 5-11 所示。 在图 5-11

56、 右侧会发现 system view 提供了各种不同类型和方法设置的滤波器 选择。有“fir” ，进行 fir 滤波器设计；有“analog” ，进行模拟滤波器设计； 有“comm” ，进行常用通信滤波器设计；有“custom”自定义滤波器设定；有 “laplace” ，在拉普拉斯的 s 域下设定滤波器；有“z.domain” ，在 z 域下设定滤 波器。 图 5-11 在这次设计中，将采用模拟的巴特沃斯滤波器，用简单的方法来设计滤波器。 所以其余滤波器和设计方法将不仔细介绍。 图 5-12 system view 中对巴特沃斯滤波器的设定有比较简单的方法。首先从图 5-11 中单击 anal

57、og（模拟）然后在 filter type（滤波器类型）中单击 butterworth（巴 特沃斯） ，另外还要在 filter pass-band(滤波通带)中选择 band pass(带通)。最后就 会生成一个带通滤波器，不过还要设定带通滤波器的所给通过的频带值，输入 low cuttoff 和 hi cuttoff 的数值，即频带的范围 。窗口里的参数设定如图 5-12 所示。 在这里必须要讨论带通滤波器所要通过的频带是多少。因为频带的设定将会 严重影响到信号是否能成功被解调出来。 首先必须要知道 2dpsk 的频带带宽是多少。从上面对 2dpsk 系统的频带利 用率分析中得出 2dps

58、k 系统的功率谱。 ps(f)=fs*|g(f)|2 2dpsk 信号的带宽是以载波频率 fc 为中心，频带宽度为 bs=2fs。fs为源信号 码元的传输频率。 图 5-13 现在可通过 system view 仿真软件来观察基带信号与已调制信号的带宽来确 定带通滤波器的带宽。首先单击工具栏上的运行仿真，然后单击和进入分析窗口， 再单击接受计算机。此时弹出 sink calculator(接受计算器)窗口，单击 spectrum(频谱)和|fft|（快速傅里叶变换） ，最后选择你所需要傅里叶变换的信号， 如图 5-13 所示。 这时候需要观察的信号是源信号和已调制信号。如图 5-14 所示。

59、在图 5-14 中，上图为源信号的频谱图，下图为已调制信号的频谱图。经过放 大图片的观察，基带信号的带宽约等于 10hz,已调制信号的带宽约等于 20hz，中 心频率为 160hz。从观察可发现与刚才理论推导近似。 图 5-14 所以带通滤波器的带宽应该设定为 20hz 或以上，中心频率为 160hz。此外 如果设定的带宽大于 20hz 时，应考虑奈奎斯特第一准则来设定带宽的大小，否 则可能会出现码间串扰。在本次设计中，设定的带宽滤波器的 low cuttoff 为 150hz 和 hi cuttoff 为 170hz，带宽为 20hz。 5.5.22dpsk 差分相干解调设计 由于本设计是解

60、调方式是采用差分相干解调，所以当信号通过带通滤波器后， 不需要恢复本地载波，只是需由收到的信号单独完成。将通过带通滤波器的 2dpsk 信号延时一个码元的时间间距，然后与 2dpsk 信号本身相乘。相乘器起 到相位比较的作用。在 system view 的设计中，采用如图 5-15 所示的设计方法。 图 5-15 如何调出乘法器和时间延时器在之前已提示过，在这里就不再提示了。乘法 器没有参数设计。而时间延时器，设定延时一个码元的时间间距，设为 100e-3s。 相乘之后的输出波形图，如图 5-16 所示。 图 5-16 下一步将要通过低通滤波器滤除高频分量，然后进行抽样判决，即可恢复出 原始数