双闭环直流调速控制系统仿真

1、题目：双闭环直流调速控制系统仿真目录第一章概 述-.2-1.1 仿真意义-.2-1.2 本设计内容及要求 -.3-第二章 双闭环直流调速系统的工作原理 -.4-2.1 双闭环直流调速系统的介绍4-2.2 双闭环直流调速系统的组成5-2.3 双闭环直流调速系统的稳态结构图和静特性 6-2.4 双闭环直流调速系统的起动过程分析 7-2.5 双闭环直流调速系统的动态性能分析 9-2.6 双闭环直流调速系统的动态性能指标 -1 -2.7 双闭环直流调速系统的频域分析 13-第三章 双闭环直流调速系统的数学模型 -.15 -3.1 直流电动机建模15-3.2 晶闸管触发和整流装置传递函数 17-3.3

2、按工程设计方法设计双闭环系统调节器 -9-3.3.1 电流调节器的设计 -.19-3.3.2 转速调节器的设计-.23-第四章simulink环境中的系统建模、仿真结果及分析 -27 -4.1 电流环的matlab 计算及仿真 28-4.1.1 电流内环的simulink 动态结构图 -.29 -4.1.2 电流环阶跃响应的 matlab 计算及仿真 .-.29 -4.1.3 电流环抗扰动响应过程的 matlab计算机仿真-31 -4.1.4 电流环频域分析的 matlab 计算及仿真 - 33 -4.2 转速环的 matlab 计算及仿真 -.344.2.1 转速外环的 simulink 动

3、态结构图 - 34 -4.2.2 转速环阶跃响应的matlab 计算及仿真 - 35 -4.2.3 转速环抗扰动响应过程的 matlab 计算机仿真- 36 -4.2.4 转速环频域分析的matlab 计算及仿真 - 38 -第五章 结论 -40 -参考文献 错误！未定义书签。.致谢 错误！未定义书签。.附录 错误！未定义书签。.第一章 概述1.1 仿真意义对于那些在实际调试过程中存在很大风险或实验费用昂贵的系统，一般不允许对设计好的系统直接进行实验。然而没有经过实验研究是不能将设计好的系统直接放到生产实际中去的。因此就必须对其进行模拟实验研究。当然有些情况下可以构造一套物理装置进行实验，但这

4、种方法十分费时而且费用又高，而且在有的情况下物理模拟几乎是不可能的。近年来随着计算机的迅速发展，采用计算机对控制系统进行数学仿真的方法已被人们采纳。-39 -但是长期以来，仿真领域的研究重点是仿真模型的建立这一环节上，即在系统 模型建立以后要设计一种算法。以使系统模型等为计算机所接受，然后再编制成计 算机程序，并在计算机上运行。因此产生了各种仿真算法和仿真软件。由于对模型建立和仿真实验研究较少，因此建模通常需要很长时间，同时仿真 结果的分析也必须依赖有关专家，而对决策者缺乏直接的指导，这样就大大阻碍了 仿真技术的推广应用。matlab提供动态系统仿真工具simulink,则是众多仿真软件中最强

5、大、最优 秀、最容易使用的一种。它有效的解决了以上仿真技术中的问题。在 simulink中， 对系统进行建模将变的非常简单，而且仿真过程是交互的，因此可以很随意的改变 仿真参数，并且立即可以得到修改后的结果。另外，使用 matlba中的各种分析工 具，还可以对仿真结果进行分析和可视化。直流电机具有良好的起制动性能，易于在较广范围内平滑调速，在许多高性能 可控电力拖动系统中得到广泛应用，如轧钢机、龙门刨床、高层电梯、高精度机床 等。直流调速系统在理论上与实践上都比较成熟，从反馈闭环控制的角度来看，它 又是交流调速的基础，但是双闭环调速，双闭环可逆直流调速系统结构复杂，在研 究和设计的过程中，许多

6、参数的选择需要反复调试，运用计算机仿真技术对系统进 行仿真，将会为研究和设计工作提供有力的支持，在计算机仿真系统时，可以方便 地对参数进行设置，得到合理的参数组合，为系统的实现提供条件。1.2 本设计内容及要求本课题主要是对双闭环直流调速系统进行设计，在simulink环境中对双闭环直流调速系统进行辅助设计，具体内容有：对电流调节器和转速调节器进行工程设计； 在simulink环境中对电流环和转速环进行时域和频域分析；对调速系统进行跟随性 和抗扰性分析。直流调速系统是一个复杂的运动控制系统，在设计和调试过程中有 大量的参数需要计算和调整。运用传统的设计方法工作量大，系统调试困难。随着 计算机技

7、术的发展，在软件和硬件方面提供了良好的设计平台。此次论文运用 matlab软件建立了调速系统的仿真模型。利用simulink中仿真功能对系统进行了 仿真，仿真的结果证明了该方法的可行性、合理性。利用仿真技术可以很大程度地 减少双闭环直流调速系统设计和调试强度。第二章双闭环直流调速系统的工作原理2.1 双闭环直流调速系统的介绍双闭环（转速环、电流环）直流调速系统是一种当前应用广泛，经济，适用的 电力传动系统。它具有动态响应快、抗干扰能力强的优点。我们知道反馈闭环控制 系统具有良好的抗扰性能，它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效 的加以抑制。采用转速负反馈和 pi调节器的单闭环调速系统

8、可以在保证系统稳定的 条件下实现转速无静差。但如果对系统的动态性能要求较高，例如要求起制动、突 加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统 中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。在单闭环系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的。但它只是 在超过临界电流 屋,值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想的 控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动时的电流和转速波 形如图2-1a所示。当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速 过程必然拖长。在实际工作中，我们希望在电机最大电流（转矩）受限的条件下，充分利用电机

9、 的允许过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流（转矩）为允许最大值，使电 力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳定转速后，又让电流立即降下来， 使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波形如图2-1b所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。图2-1调速系统起动过程的电流和转速波形a）带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程b）理想快速起动过程实际上，由于主电路电感的作用，电流不能突跳，为了实现在允许条件下最快 启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值 i dm的恒流过程，按照反馈控制规律,采

10、用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变，那么采用电流负反馈就能得到 近似的恒流过程。问题是希望在启动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负 反馈同时加到一个调节器的输入端，到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不 再靠电流负反馈发挥主作用，因此我们采用双闭环调速系统。这样就能做到既存在 转速和电流两种负反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。2.2 双闭环直流调速系统的组成为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分 别调节转速和电流，二者之间实行审级连接，如图2-2所示，即把转速调节器的输出 当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制品闸管整流器的触发装置。

11、从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速环在外面，叫做外环。这样 就形成了转速、电流双闭环调速系统。该双闭环调速系统的两个调节器 asr和acr一般都采用pi调节器。因为pi调节器 作为校正装置既可以保证系统的稳态精度，使系统在稳态运行时得到无静差调速， 又能提高系统的稳定性；作为控制器时又能兼顾快速响应和消除静差两方面的要求。 一般的调速系统要求以稳和准为主，采用 pi调节器便能保证系统获得良好的静态和asr 转速调节器acr 电流调节器 tg 测速发电机ta 电流互感器upe 电力电子变换器2.3 双闭环直流调速系统的稳态结构图和静特性首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图 2-3,

12、分析双闭环调速系统静特性的关 键是掌握pi调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和 输出达到限幅值；不 饱和输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影 响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，pi作用使输入偏差电压au在 稳态时总是为零。u*n图2-3双闭环调速系统的稳态结构图u一转速反馈系数p电流反馈系数实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对静特性 来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。1.转速调节器不饱和此时两个调节器都不饱和，稳态时，他们的输入偏差电压都为零，即*un =un =1 f*-ui =ui = id*.由 un =un

13、 =sn 得： *unn = = noct*从而得到图2-4静特性的ca段。asr不饱和，ui 6db、尸=30 =60 =保留适当的稳定裕度，是考虑到实际系统在各环节参数发生变时不致使系统失 去稳定。稳定裕度也能间接地反映系统动态过程的平稳性，稳定裕度大，意味着动 态过程振荡、超调小。第三章双闭环直流调速系统的数学模型双闭环控制系统数学模型的主要形式仍然是以传递函数或零极点模型为基础的系统动态结构图。双闭环直流调速系统的动态结构框图如图3-1所示。图中wasr(s)和wacr(s)分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流i d显露出来

14、。图3-1双闭环直流调速系统的动态结构框图3.1 直流电动机建模品闸管直流电机双闭环调速系统结构框图(v-m系统)，如图3-1所示。图中 他励直流电机数据有： pnom=10kw,unom=220v, i nom=53.5a,nnom=1500r/min,电枢电 阻ra =0.31 q,回路总电阻 r=0.4c,回路总电感l=5.12mh ,运动部分的飞轮惯gd2=7n m2 ,允许的过载倍数九=1.5,晶闸管的放大系数为ks =300他励直流电机在额定励磁下的等效电路如图 3-2,其中电枢回路的总电阻r包括 电力电子器件内阻、电枢电阻以及主电路中接入的其他电阻；电感包括电感l和主电路中接入的

15、电感，规定的正方向 如图3-1所示假定主电路电流连续，则动态电压方程为：di八ud0 =rid +l+ e3-1)dt如果忽略粘性磨榛及弹性转矩，电机轴上动力学方程为：2gd dn(3-2)te -tl =375 dt图3-2他励直流电机在额定励磁下的等效电路额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为:e =cen(3-3)te - cm i d(3-4)式中tl包括电机空载转矩在内的负载转矩（n m）;gd2 电力拖动系统折算到电机轴上的飞轮惯量（ n m2）;ce 电机额定励磁下的转矩系数;ceunom-inomrav min/r = 220 53.3 0.31nnom1500=0.1356v

16、 min/ r ；cm一额定励磁下电动机转矩系数,cm =30ce 30 0.1356 彳 ccl 2 /八=1.295n m / a o3.14再定义下列时间常数:tl 电枢回路时间常数，tll 0.005120.4=0.0128s；tm电力拖动系统机电时间常tm =gd2r7 0.4375cecm 375 0.1356 1.2950.042s。代入式（3 1）和式（3 2）,并考虑式（33）和式（34）,整理后得ud0 -e -r(id tldiddt(3-5)id 一 i dltm der dt(3-6)式中，idl为负载电流（a）, idltlcm(3-7)(3-8)a)ud01 /

17、rtls 1id (s)在零初始条件下，取等式两边的拉式变换，得到电压与电流的传递函数:id(s) 1/rud0(s)-e(s) tls 1电流和电动势的传递函数:e(s)_r_id(s) - i d(s) -tms式（3-7）和式（3-8）的动态结构框图分别画在图3-3 a、b中。把两图和在一起，并 考虑到n = e/ce,即得额定励磁下直流电动机的动态结构框图，如图3-1c所示。由图3-1可看出，直流电机有两个输入量，一个是加在电枢上理想空载电压 ud0,另一个是负载电流1儿。前者是控制输入量，后者是扰动输入量。c）图33额定励磁下直流电动机的动态结构框图a）电压电流间的结构框图b）电流电

18、动势间的结构框图c）直流电动机的动态结构框图3.2 晶闸管触发和整流装置传递函数在进行调速系统的分析设计时，可把晶闸管触发和整流装置当作系统中的一个 环节看待。3-1动态过程中晶闸管触发和整流装置看成是一个纯滞后环节，具滞后效应是由晶 闸管失控时间引起的。各种整流电路失控时间可参考表相对整个系统的响应时间，ts是不大的，在一般情况下，可取平均值ts =1/2tsmax ,并认为是常数。表3-1各种整流电路的失控时间（ f =50hz）整流电路形式最大失控时间tsmax / ms s max平均失控时ts / ms单相半波2010单相桥式（全波）105三相半波6.673.33三相桥式、六相半波3

19、.331.67若用单位阶跃函数表示滞后，则晶闸管触发与整流装置的输入输出关系为ug1（t-ts）利用拉氏变换的位移定理，则晶闸管装置传递函数为u g(s)uc(s): kse4s(3-9)由于式（3-9）包含指数函数ejss,它使系统成为非最小相位系统。为了简化现将该指数函数按台劳级数展开，则式（3-9）变成ks12 213 3.1tss ts s -ts s 2!3!考虑到ts很小，可忽略高次项，则传递函数可近似成一阶惯性环节ws(s)(3-10)其动态结构框图示于图3-4a)b)图3-4晶闸管触发与整流装置动态结构图a）准确的b）近似的3.3按工程设计方法设计双闭环系统调节器本节将运用工程

20、设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按 照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。在双 闭环系统中应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的 一个环节，再设计转速调节器。双闭环调速系统的实际动态结构框图如图 3-5所示，框图中给出了滤波环节，包 括电流滤波、转速滤波和两个给定信号滤波环节。由于电流检测信号中常含有交流 分量，为了使它不影响调节器的输入，增加了低通滤波。这样的滤波环节传递函数 可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数 %按需要选定，以滤平电流检测信号为 准。然而在滤平交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平

21、衡这 一作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节， 让给定信号和反馈信号经过相同的延迟，是二者在时间上得到恰当的配合，从而得 到设计上的方便。toi电流反馈滤波时间常数，ton转速反馈滤波时间常数由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向波纹，因此也需要滤波，滤波时间 常数用ton表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为ton 的给定滤波环节。3.3.1 电流调节器的设计（一）电流结构框图的化简在图3-2电流环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉， 这将给实际工作带来 麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表对电流环的影响。在一般情况下， 系统

22、的电磁时间常数ti远小于电机时间常数tm,因此转速的变化往往比电流变化慢 得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流瞬间变化过程中, 可以认为反电动势基本不变，即 ae定0。这样按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影像，也就是说，可以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如图 3-6a所示可以证明忽略反电动势对电流环作用的近似条件是wci_3.tmti(3-11)式中的wci 电流环开环频率特性的截至频率。u*i(s)ptois1acruc(s)kstss 1ud0(s)1/ rtls 1id(s)ui (s)a)b)c）图3-6电流环的动态机构框

23、图及其化简a）忽略反电动势的动态影响b）等效成单位负反馈系统c）小惯性环节近似处理如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都都等效的移到环内，同时把给定信号改成uj(s)/p ,则电流环便等效成单位负反馈系统，如图(3-6b)所示，从这里可以看出两个滤波时间常数取值的方便之处。最后，由于ts和toi一般比ti小的多，可以当作小惯性群而近似的看作是一个惯性环节，具时间常数为tt=ts toi(3-12)则电流环结构框图最终化简成图3-6c,简化的近似条件为wci - 1-1-(3-13)3 ts%(二)电流环的结构选择首先考虑应把电流环校正成那一类典型系统。从稳态要求看，希望电流无静差， 可以得到理想的

24、堵转特性，由图 3-6c可以看出，采用典i型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流 在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素。 因此，电流环以跟随性能为主，即应选用典 i型系统。图3-6c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要矫正成典i型系统，显然应采用pi型电流调节器，其传递函数可以写成 wacr(s) = ki(is + 1)(3-14)is式中ki 电流调节器的比例系数；电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择g =ti(3-15)kiks-ki则电流环的动态结构框图

25、便成为图 3-7a所示的典型形式，其中ir图3-7b绘出了校正后电流环的开环对数频域特性。(三)电流调节器的参数计算由式(3-14)可以看出，电流调节器的参数是ki和,其中已选定，见式(3-15) 待定的只有比例系数(，可根据所需的动态性能指标选取。在一般情况下，希望电流的超调量345%由表3-2,可选6=0.707, kit=0.5,则1 .、ki =wci =3-16)2t彳再利用式（3-16）和（3-15）得到 ki=tlr = r （tl ）2（：册 2&：戏uj(s)kiids(t7s 1)a)b）图3-7校正成典型i型系统的电流环a）动态结构框图b）开环对数幅频特性表3-2 典型i

26、型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系kt0. 250. 390. 500. 691 . 0阻尼比名1 . 00. 80. 7070. 60. 5超调里ct0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间tr006.6t4.7t3.3t2.4t峰值时间td p008.3t6.2t4.7t3.6t相角稳定裕度不76.3 二69.9 二65.5 二59.2 二51.8 二截止频率wc c0.243/t0.367/t0.455/t0.596/t0.786/t增加参数：电流反馈系数p=0.072v/a;设计要求：设计电流调节器，要求超 调量%三5%1 .确定时间常数1）整流装置滞后时间常数

27、ts,参考表（3-1）三相桥式整流电路的平均失控时间ts=0.0017so2)电流滤波时间常数七。三相桥式电路每个波头的时间是 3.3ms,为了基本滤 平波头，应有(12)toi = 3.3ms,因此取 toi =2 ms=0.002s。3)电流环小时间常数之和 叼。按小时间常数近似处理，取t =ts+toi=0.0037s。2 .根据设计要求 叼5%,并保证稳态电流无差，可按典型i型系统设计电流 调节器。电流环控制对象是双惯性的，因此可用pi型电流调节器，其传递函数见式(3-14)。检查对电源电压的抗扰性能：tl /t5=0.0128s/0.0037s = 3.49 ,参照典型i型系 统动态

28、抗扰性能，各项指标都是可以接受的。3 .计算电流调节器参数电流环调节器超前时间常数：* =tl = 0.0128s。电流环开环增益：要求 丐e5%时，取kit习=0.5,因此ki =0.5/t =0.5/0.0037 = 135.1s,于是，acr 的比例系数为ki =ki ir:/(ks -：)= 135.1 0.0128 0.4/30 0.072 =0.324 .检验近似条件：电流环截止频率：ci =ki =135.1sao1)晶闸管整流装置传递函数的近似条件：1/(3ts) = 1/(3m 0.0017s) =196.1sci ,满足近似条件；2)忽略反电动势对电流环动态影响的条件：3j

29、1 /(tmtl) = 3j1/(0.042s30.0128s) = 129.4s 切ci 满足近似条件。3)电流环小时间常数近似处理条件：31 /(tstoi) =3j1/(0.0017sm0.002s) = 180.8s ci ,满足近似条件。3.3.2转速调节器的设计(一)电流环的等效闭环传递函数电流环简化后可视作转速环中的一个环节，为此，需求出他的闭环传递函数wc1i(s)。由图(3-7a)可知kii d (s) sms 1)1=*=-=-ui(s)/11 ki wls(t%is 1) ki ki(3-17)忽略高次项,一一一一 一1wcii(s)可降阶近似为wcii(s)七十一s 1

30、 ki(3-18)近似条件wcnki3t1(3-19)式中wcn 转速环开环频域特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为ui*(s),因此电流环在转速环中应等效1/ id(s) wch(s)=为=:-ui(s):2 s1ki这样原来双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似的等效成只有较小时间常数1/ki的一阶惯性环节。这就表明，电流的闭环控制改造了控制对象，加快了电流的跟随作用，这是局部闭环(内环)控制的一个重要功能。(二)转速调节器结构的选择用电流环的的等效环节代替图(3-1)中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图(3-8a)所示和电流环中一样，把转速给定

31、滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成u；(s)/a ,再把时间常数为1/ki和ton两个小惯性环节合并起来，近似成一个时问常数为t的惯性环节，其中ty = +ton(3-20)一一 ki则转速环的结构框图可简化成图(3-8b)。为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含 在转速调节器asr中(见图3-8b)。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典ii型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调较大，那是线性 系统的计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大

32、降低， 因此可见，asr也应该采用pi调节器，其传递函数为wakn( ns 1)sr 二ns(3-21)式中kn 转速调节器的比例系数；却一转速调节器的超前时间常数这样，调速系统的开环传递函数为wn(s)=kn( ns 1)-nser= knr(ins + 1)cjms(tns 1) - n ctms2(tns 1)令转速环开环增益kn 为 knkn： r- n cetm则 wn (s)kn( ns 1)2s2(tns 1)(3-22)(3-23)不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如图3-8c所示un(s)+b)un-+0d卜kn( ns 1)2s2(tns 1)n(s)c）图3-

33、8转速环的动态结构框图及其简化a）用等效环代替电流环b）等效成为单位负反馈系统和小惯性的近似处理c）校正后成为典型ii型系统（三）转速调节器参数计算转速调节器的参数包括kn和品。按照典型ii型系统的参数关系，有因此h 1二 2h2t，n(h 1)ctm2h： rtn(3-25)(3-26)和为事（2-24）无特殊要求时，一般以选择中频宽 h =5为好。除已给数据外增加加数据如下：转速反馈系数 久=0.0067v min/ r1 .确定时间常数1）电流环等效时间常数1/k由电流调节器设计已取k1ts =0.5,则1/ki =2t、, =2 0.0037s-0.0074s2）转速滤波时间常数ton

34、 ,根据所用测速发电机纹波情况，取ton = 0.01s3）转速环小时间常数t按小时间常数近似处理，取t=1/ki +ton = 0.0074s + 0.01s = 0.0174s。2 .选择转速调节器的结构按照设计要求，将转速环校正成典型ii型系统，选用pi调节器，其传递函数如式：wasrkn( ns 1) o ns3 .计算转速调节器的参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h=5,则asr的超前时间常数为品=|1tsi =5 m 0.0174s = 0.087s,转速环开环增益为:h 16/ /k n = n2 =22 s 396.4s ,2h2tn22 52 0.01742asr的比例系

35、数为：/ (h 1) ：cetm6 0.072 0.1356 0.042k n 二二二 5.32h： rvtn2 5 0.0067 0.4 0.01744 .检验近似条件转速环截止频率为11缶 cn = k n 心1 = 396.4 父 0.087s = 34.5s 。1)电流环传递函数简化条件为：(1/3)、, ki /k =(1/3)：135%s = 63.7s,a.,满足简化条件。0.003 72)转速环小时间常数近似处理条件：(1/3)ki /ton =(1/3)、；135% 01s, =38.7s,*cn,满足近似条件。总结：本章节对双闭环的调速系统的各个环节的参数进行计算，按照工程

36、设计方法设计双闭环调节器，得出双闭环调节器的参数。为下一章节 simulink下建立仿 真模型奠定基础。第四章simulink环境中的系统建模、仿真结果及分析品闸管一直流电机双闭环调速系统(v-m系统)的simulink动态结构图。在第 三章中已整定相应参数，如图4-1所示。图中直流电机数据有：pnom=10kw, unom=220v, i nm =53.5a, nn0m=1500r/min,电枢电阻 ra =0.31 q,路总电阻 r=0.4q,电枢回路电磁时间常数t|=0.0128s,三相桥平均失控时间ts=0.00167s；触发整流装置的放大系数 ks=30;系统运动部分飞轮矩相应的机电

37、时间常数tm=0.042s,系统测速反馈系数kt =0.0067vmin/r,系统电流反馈系数ki=0.072v/a,电流环滤波时间常数 t0i=0.002s；转速环滤波时间常数 tn=0.01s。忽略系统的非线性，分别对系统的电流内环与转速外环进行稳态与动态的仿真。图4-1 双闭环调速系统的 simulink动态结构图说明几个问题1）线性系统的叠加原理根据线性系统的叠加原理，结构图上虽然同时绘制有多个信号作用，但在讨论 其中一个信号的作用时，其它所有信号可以认为不存在，并且在结构图上必须将其 去除，只留下讨论的一个。这样的仿真图形才是最明确清楚的。2）设置限幅装置为保证电流调节器和转速调节器

38、中的运算放大器工作在线性特性段以及保护调 速系统的各个元件，部件与装置不致损坏，在电流调节器和转速调节器的输出端都 设置有限幅装置（限幅模块上下限幅+5与-5）。4.1 电流环的matlab+算及仿真电流内环动态结构图的若干考虑：采用工程惯用方法，已将可控硅及触发装置近似为一阶惯性环节。添加低通滤波措施，滤波时间常数已经确立为 =2ms=0.002$因为反馈滤波同 时也给反馈信号带来延迟，为了平衡这一延迟作用，在给定信号通道也添加一个与反馈滤波相同的时间常数的惯性环节，以使给定信号和反馈信号同样的延迟。其传 递函数为：一1一。tois 1电流调节器的传递函数：wacr (s)= k ptis

39、1 0.0128s 1tis0.04s,kp=0.32,ti=0.0128=tl 。4.1.1 电流内环的simulinkgj态结构图图4-2中给出了电流环的实际参数，也画出了仿真时给定信号与两个典型扰动信号作用点的位置。扰动1指代诸如电动机里的各种参数变化引起的扰动；扰动信号2指代诸如电网电压的波动变化引起的扰动以及晶闸管整流与移向触发装置参数变化所引起的扰动等。图中未考虑反电动势的动态作用，因为反电动势信号不在环内。信号标合点1口 .口必 t电说环 反值浊波3信号之图4-2带参数电流环的 simulink 动态结构图ftrti另外，图中在电流调节器输出端已经设置了限幅装置。.04329*1

40、1中施珞结定通姓不薰4.1.2 电流环阶跃响应的matla时算及仿真电流环的校正主要是对晶闸管整流与移相触发装置的放大倍数ks进行校正，校正前ks=20,构成动态结构图模型 mx010a.mdl;校正后ks=30,构成动态结构图模 型mx010.mdb其他参数不变，校正前、后的动态结构图模型只是ks的值不一样，所以在此只给出校正后的 mx010.mdl文件的动态结构图的模型，如图 4-3所示。ini图4-3带参数电流环的 simulink模型mx010.mdl根据要求，用linmod ()与step ()函数命令编写的 matlab程序l157.m% matlab program l157.m

41、a1,b1,c1,d1=linmod(mx010);s1=ss(a1,b1,c1,d1);figure(1);step(s1);hold ona2,b2,c2,d2=linmod(mx010a);s2=ss(a2,b2,c2,d2);figure(2);step(s2)y,t=step(s1);mp,tf=max(y);cs=length(t);yss=y(cs);sgm=100*(mp-yss)/ysstp=t(tf)运行该程序可得模型 mx010.mdl与mx010a.mdl的单位阶跃响应曲线如图4-4的(a)与(b)所示，并对于图4-4的(a)图求出性能指标：超调量：仃 =4.4403%,峰值时间：tp =0.02090p图4-4 (b)是ks =20时的系统单位阶跃响应，阶跃响应曲线单调上升，完全无超调，并且在0.04s内响应即结束。这样的电流环阶跃响应很理想，但是电机的加速起 动不够快。图4-4(a)是ks=30时的系统单位