电动自行车控制设计项目方案

电动自行车控制系统设计项目方案书浙江大学电气学院系统科学与工程学系目录第一章概述2一、前言2二、项目意义2三、现状及分析3第二章需求分析5一、电动自行车控制器目前的难点5二、控制器基本需求5第三章浙江大学电气工程学院及系统科学与工程学系简介6第四章控制器的原理及设计方案8一、无刷直流电机的原理81、无刷直流电机的结构82、无刷直流电动机的工作原理83、无刷直流电机的数学模型124、系统控制方案18二、电动自行车控制系统仿真分析231、双闭环控制系统232、控制器参数整定243、系统建模仿真26第五章电动自行车控制器软件设计28一、系统软件总体设计281、主程序设计282、中断服务程序设计29二、功能模块程序设计311、驱动换相模块312、柔性电子刹车EABS模块323、巡航模块334、各保护模块33三、电机控制程序设计341、速度调节程序342、电流调节程序35四、软件抗干扰设计361、输出输入量的软件抗干扰362、程序执行时的软件抗干扰36第六章电动自行车的维修和保养37第七章系统进度安排38第八章系统报价39第九章售后服务39一、服务承诺39二、系统实施39三、售后服务40第一章概述一、前言电动自行车，是指以蓄电池作为辅助能源在普通自行车的基础上，安装了电机、控制器、蓄电池、转把闸把等操纵部件和显示仪表系统的机电一体化的个人交通工具。电动自行车以电力作为动力,骑行中不产生污染,从改善人们的出行方式、保护环境和经济等因素综合来看,电动自行车目前乃至今后都有着广阔的发展空间。电动自行车的动力核心是它的控制器。控制器是控制电机转速的部件，具有欠压、限流或过流保护功能。智能型控制器还具有多种骑行模式和整车电气部件自检功能。控制器是电动车能量管理与各种控制信号处理的核心部件。本项目目标就是自行设计一电动自行车控制器。二、项目意义电动自行车的作用主要表现在以下几个方面1、为人们提供一种灵活机动的出行交通工具随着改革开放的深入，几乎所有城市都在规划市政蓝图，市区范围迅速向农村伸展，城市的交通压力越来越大；同时农村“村村通公路“政策的实施，使人们出行里程明显增加。因此合适的交通工具的出现反映了这种市场需求，90年代初燃油助力车的火爆旺销现象就是这种供求关系的证明。国外人们出行普遍选择小汽车，而在中国，只有少数人才能买的起小汽车，而绝大多数人还不具备买小汽车的经济能力。同时燃油价格的飞速上涨，停车库位的紧张也阻碍了人们对小汽车的购买力。摩托车曾一度成为人们理想的出行工具，但我国城市道路的严重不足，一般城市很难大量接纳卡车、轿车甚至摩托车，很多城市都已经“禁摩”。电动自行车具有摩托车的优点，速度、外观、乘载货物都能与摩托车相媲美，且轻便灵活、价格适中、嗓音低，在行进过程中基本不会发生交通堵塞的情况。因此在摩托车受限制的情况下，从市政、交通、收入等客观现状来看，选择电动自行车出行是市民比较理想的交通王具之一。2节能环保，缓解能源紧张问题能源紧张、环境污染、大气污染已是全球性的问题，而我国尤为严重，人口占世界20，石油储藏量仅占L8，目前社会经济高速发展，对石油能源需求很大，电动自行车“以电代油“，是未来交通的发展方向。如果以电动自行车代替摩托车，可以做如下计算一辆摩托车的L00公里油耗以2公升计算，年平均行驶L万公里，以8年寿命计算，每辆摩托车的总油耗为L184吨。全国年产1000万辆电动自行车，就为社会带来的油料节约高达量1184万吨。每辆摩托车年耗油200公升，汽油以每公升4元计算，8年期内的总能源支出为6400元；电动自行车每百公里电耗约12度，年行驶L万公里，总电量为120度，每度电以O5元计算，则8年内的总支出为480元，仅为摩托车油费支出的75，节约费用高达5920元，以年产LOOO万辆计算，电动自行车为人民群众节约能源支出总值达592亿元。燃油尾气是大气污染的主要因素，尤其是燃油机动车辆的尾气排放。电动自行车采用电能驱动，不产生任何有害气体，这是小汽车和摩托车无法比拟的。计算一辆摩托车的尾气排放情况，以较高水平的欧II标准限值保守估算，每公里有害物质净值排放分别为一氧化碳55克，碳氢化合物12克，氮氧化合物O3克，仅此三项合计为7克。年行驶1万公里，则排放有害物质净值70千克，8年寿命则总排放560千克。由此可以，以电动自行车车代替摩托车的环境收益巨大。以2005年为例，全国总产量若为1000万辆，则其环境总效益为“减少有害物质总排放560万吨”。3电动自行车产业潜在市场巨大中国发展电动车具有独特的有利条件。其中，一个非常重要的因素是市场。中国人口众多，具有世界最庞大的自行车市场。目前自行车拥有量为4亿多辆，如把10的自行车换成电动自行车，就需4000万辆电动自行车，以每辆均价500元计算，就是60个亿，这是一个巨大的市场。1999年5月国家质量技术监督局发布了电动自行车通用技术条件国家标准，为电动自行车规模化生产提供了条件，经过2003、2004年连续两年的快速发展，中国电动自行车行业呈现出一片欣欣向荣的景象。2005年全行业电动自行车产销量在1200万辆左右，对比2004年增长率在1520左右，销售规模达到150亿元。从全球市场上看日本雅马哈、本田、三洋、松下等知名公司纷纷进入电动自行车行业且日益扩大生产规模；德、英、奥、意、美等国著名的自行车厂商和公司在也纷纷加入。可以说，电动自行车产业有着非常广阔的应用前景。20世纪迅速发展的电力电子技术结合传感器技术、微电子技术与计算机技术，使控制器发展成为智能化的机电一体化综合系统，控制器也已成为电动自行车机电系统的中枢。它以电力为动力解除了人们对石油资源日渐枯，满足人们日益增长的物质需求。现代电动自行车技术的发展已使控制器远远超越了传统的单一驱动控制功能，成为了电动自行车的能量管理与控制中心，这是保障电动自行车安全行驶、舒适骑行、获得高动力性能与经济、节能的核心与关键。它对各种工作状态信息进行采样、比较与分析并转换为一系列控制或保护指令，自动监控电机和控制电路使电动自行车得以安全可靠运行。三、现状及分析目前我国的电动自行车大都选用永磁直流电机，它可以分为1直流有刷电机印制绕组盘式电机，无铁芯式线绕电机，电枢式永磁电机。2直流无刷电机内转子式无刷电机，外转子式无刷电机。目前,电动车所使用的直流电机,大多数是采用有刷电机,其特点是体积小,功率大。但是无刷电机正在日渐流行。无刷直流电动机是在有刷直流电动机的基础上发展起来的，这一渊源关系从其名称“无刷直流中就可以看出。有刷直流电动机从19世纪40年代出现以来，以其优良的转矩控制特性，在相当长的一段时间内一直在运动控制领域占据主导地位。但是有机械接触的电刷一换向器结构一直是直流电机的一个致命弱点，它降低了系统的可靠性，限制了其在很多场合中的应用。为了取代有刷直流电机的机械换向装置，人们进行了长期的探索。早在1917年，BOLGIOR就提出了用整流管代替有刷直流电机的机械电刷，从而诞生了无刷直流电机的基本思想。1955年，美国的DHARRISON等首次申请了用晶体管换相线路代替有刷直流电机的机械电刷的专利，标志着现代无刷直流电机的诞生。检测反馈蓄电池功率驱动控制电路电动机电源电路输入电路图11控制器框图无刷直流电动机的发展在很大程度上取决于电力电子技术的进步。在无刷直流电动机发展的早期，由于当时大功率开关器件仅处于初级发展阶段，可靠性差，价格昂贵，加上永磁材料和驱动控制技术水平的制约，使得无刷直流电动机自发明以后的一个相当长的时期内，性能都不理想，只能停留在实验室阶段，无法推广使用。1970年以来，随着电力半导体工业的飞速发展，许多新型的全控型半导体功率器件如GTR、MOSFET、IGBT相继问世，加之高磁能积永磁材料SMCO、NDFEB等陆续出现，这些均为无刷直流电机广泛使用奠定了坚实的基础，无刷直流电动机系统因而得到了迅速发展。在1978年汉诺威贸易博览会上，前联邦德国的MANNESMANN公司正式推出了MAC无刷直流电机及其驱动器，引起了世界各国的关注，随即在国际上掀起了研制和生产无刷直流电动机系统的热潮，这也标志着无刷直流电动机走向实用阶段。随着人们对无刷直流电动机特性了解的日益深入，无刷直流电动机的理论也逐渐得到了完善。1986年HRBOLTON对无刷直流电动机作了全面系统的总结，指出了无刷直流电动机的研究领域。我国对无刷直流电动机的研究起步较晚。1987年，在北京举办的联邦德国金属加工设备博览会上，SIMENS和BOSCH两公司展出了永磁自同步伺服系统和驱动器，引起了国内有关学者的广泛注意，自此国内掀起了研制开发和技术引进的热潮。经过多年的努力，目前，国内已有无刷直流电动机的系列产品，形成了一定的生产规模。对于正弦波的永磁同步电动机系统，国内目前还没有系列产品生产厂家。电机是电动自行车的心脏，是关键部件，电机要适应频繁起动，频繁变速又考虑到薄形安装特点，目前大都采用盘式结构，同时为了适应道路使用和环境特点，电机通常设计成全封闭结构形式，具有可靠防护性能。这样的设计为电动自行车的智能化提供了可靠的保证，也是市场上应用最多的。近年来，电动自行车整车性能有大幅度的提高，电动自行车的动力部件电机目前品种多，有刷电机有有刷高速电机，有刷无齿低速电机。无刷电机有控制器置于电机内的及外置控制器的无刷电机，从形状看有盘式电机，柱状电机及座式电机。品种多，有利于发展新车型，值得高兴的是目前应用于电动自行车的电机大多具有较高的效率，大多数效率超过70，且具有较宽的电机效率曲线平台。一般称之谓效率特性曲线较硬，这能保证当负载及速度变化时，以较高的效率运行。电动自行车的动力源，电池的比能量和寿命近年来均有较大提高，以36V成组的铅酸电池组为例在充完电后大多数电动自行车的续行里程能超过50公里或接近70公里。充电器也从原来的开关型向三段式、智能型充电器发展。电动自行车近年来的发展和进步是巨大的，这是广大业者的辛勤劳动和心血的结晶。第二章需求分析一、电动自行车控制器目前的难点电动自行车控制器的主要形式有分立元件加少量集成电路构成的模拟控制系统、基于专用集成电路的控制系统、以微型计算机技术为核心的数模混合控制系统和全数字控制统。模拟控制系统由于模拟电路中不可避免的存在参数漂移和参数不一致等问题，加上线路复杂、调试不便等因素，使电机的可靠性和性能受到影响，在电动自行车控制器中已经不采用了。基于专用集成电路的控制系统采用无刷直流电动机专用集成电路如MC33033、MC33035、ML4428为控制核心，克服了分立元件带来的弊端，使控制电路体积小、可靠性高，但功能难以扩展，在早期的电动车控制器中较多采用。数模混合控制系统和全数字控制系统采用数字电路、单片机以及数字信号处理器DSP构成硬件系统，控制规律由硬件实现转向软件实现。控制灵活、功能扩展方便且易实现较复杂的控制算法。目前的电动自行车控制器普遍采用这种控制系统。当前，电动自行车控制器设计有待深入研究主要问题包括1转矩脉动问题。随着电动自行车的深入使用，人们对电动自行车的爬坡能力即输出力矩、启动噪声、骑行抖动等性能指标提出了更离要求。这些指标与无刷直流电动机的转矩脉动有直接关系，且无刷直流电动机与其他电动机相比，本身具有更大的转矩脉动。针对这一问题，人们从电动机本体和电动机控制系统两方面出发提出了多种转矩脉动控制方法。随着电动机设计技术和电动机控制技术的不断发展，这方面的研究还会不断深入的进行下去。2调速方法。现在常用的控制方法是速度调节和电流调节均采用PI调节器的双闭环调速方法，因为其算法简单和可靠性高，尤其适用于可以建立精确数学模型的确定性控制系统，因此得到了广泛的应用。但由于电动自行车骑行路况的复杂性，不同的路况对电机电流和速度的调节有不同的要求，且需要控制器在各种参数不同的电机都能可靠运行，因此传统的PI调节器还不能完全满足其控制要求。如何在这些情况下进行速度调节就要求研究和设计人员投入更多的精力。3控制器设计。出于成本考虑，无刷直流电动机控制系统设计普遍采用单片机的数字控制。以MCU为核心的控制系统并不是一个纯硬件的控制电路，它还必须配合软件系统才能控制无刷直流电动机正常工作。这也为控制系统的设计带来更大的灵活性。软件设计就必然涉及到控制算法的研究和应用。因此，研究先进的控制算法就成为设计无刷直流电动机控制系统的一个重要方面。而由于单片机本身资源的有限，在DSP上能实现的复杂控制算法要在单片机上实现，还要进行精简。所以研究已经较成熟的复杂控制算法在单片机上的应用也是一个重要的方面。4电磁干扰。电磁兼容在应用电子线路中已日益受到人们的重视。无刷直流电动机是一种电子电机，同样有抗干扰和防止对外界干扰的要求。无刷直流电动机控制器是强、弱电共存的电路，对于采用PWM高频调制脉冲的控制器，高的调制频率很容易对控制器其他线路产生干扰，因此必须认真处理其间的电磁干扰和电磁兼容问题。目前，对无刷直流电动机的电磁干扰问题进行研究，已越来越受到重视。二、控制器基本需求电动自行车控制器作为电动自行车的“神经中枢”，主要是协调电机和电源正常工作，同时保证驾驶尽可能经济、安全、环保。从以上两个方面决定了电动自行车控制器的发展方向，电机和电源的发展方向引导控制器的研究与开发的方向。驾驶操控性也同样决定其发展方向，其主要发展方向表现为以下几个方面1智能化。控制器不仅仅进行驱动控制，同时将成为动力和能源管理中心，通过根据路况和助力的情况，智能的调配动力能源，使得能源利用效率提高。2定制化。高端的电动车市场主要是以品牌产品为主，不同的品牌产品其功能不尽。3相同，因此对控制器的要求也不一样，因此在控制器高端产品中逐步走向定制化。4强调管理功能。控制器功能越来越强大，逐步成为自行车的管理中心，如能源管理。5人性化、傻瓜化。针对电动自行车的消费群体的广泛性，电动自行车的控制必须走向人性化，如引述数字显示技术、甚至声音控制技术等操控更加容易，更加安全舒适。6集成化。随着制造工艺的提高，MCU功能的强大，控制器逐步走向集成化，原来外部分立元器件较多，任何一个器件损坏都可能导致整个控制器瘫痪，而集成技术将原来的分立件集成到MCU中实现。保证了控制器的质量、减少返修率，缩小了控制器体积。另外还可以集成其他的功能如防盗系统功能。第三章浙江大学电气工程学院及系统科学与工程学系简介浙江大学是国家教育部直属，学科门类齐全的综合性重点大学。电气工程学院（简称电气学院）由原浙江大学电机工程学系发展而来。该系历史悠久，始建于1920年，是我国创建最早的电机系之一。电气学院位于浙江大学玉泉校区，设置有电机工程学、系统科学与工程学、应用电子学三个系和电工电子基础教学中心，三个系下属有电气工程及其自动化、自动化、电子信息工程、系统科学与工程四个本科专业。学院所属专业学科主要领域涉及电气工程、控制科学与工程、系统科学、电子科学与技术四个一级学科。学院设有“电气工程”、“控制科学与工程（共享）”、“电子科学与技术（共享）”三个学科博士后科研流动站，具有“电气工程”一级学科博士学位授予权，拥有十个二级学科，其中九个博士点、十个硕士点。学院拥有电气工程一级学科国家重点学科，覆盖电机与电器，电力系统及其自动化、电力电子与电力传动、电工理论与新技术、高电压与绝缘技术、电力工程管理与信息化、航天电气技术等七个二级学科,另有系统分析与集成为省重点学科，电工理论与新技术为省重点扶植学科。电气工程学科先后被列入国家“211”和“985”工程重点建设项目。历年来，学院为社会培养了大批基础扎实、知识面广、适应能力强的人才，计本科毕业生16699名，授予硕士学位2591名，授予博士学位522名，出站博士后98名，毕业外国留学生91名。在学院学习或工作过的两院院士共21名。目前在校本科生1280名，硕士研究生1843名（其中工程硕士研究生1190名），博士研究生313名，在站博士后41名。学院师资力量雄厚，既有资深博学的知名教授，如首批中国工程院院士汪槱生教授，中国科学院院士、原浙江大学校长韩祯祥教授，也有朝气蓬勃的中青年学术骨干，如国家有突出贡献的中青年科技专家、国家863集成电路设计SOC重大专项专家组组长严晓浪教授，中国电源学会副理事长徐德鸿教授，长江特聘教授盛况博士，求是特聘教授甘德强博士，国家杰出青年基金获得者叶旭东博士，IEEEFELLOW何湘宁博士等；还有光彪教授彭方正博士（美国）、诸自强博士（英国）、刘大可博士（瑞典）、贺斌博士（美国）、李晓榕博士（美国）、瞿志华博士（美国）、吴青华博士（英国）和永谦教授潘志刚博士（美国）。学院聘请了LEOLORENZ（雷欧罗伦兹）院士、卢强院士、马伟明院士、徐扬生院士、薛禹胜院士、严陆光院士、周孝信院士等12位知名专家学者为兼职教授（研究员）。学院现有教职工179名，其中教授43名（含博士生导师37名）、副教授（副研究员）65人、高级工程师（高级实验师）14人、讲师24人。教学科研岗位人数121人，其中具有博士学位的比例为769。学院与国际一流大学之间有着频繁的学术交流与合作，多次主持召开国际学术会议。学院面向教学、科研的机构和设施日臻完善，建有九个研究所、一个面向全校的电工电子教学实验中心和一个面向全院的专业教学实验平台。学院还建有电力电子技术国家专业实验室、电力电子应用技术国家工程研究中心、电工电子国家级实验教学示范中心，拥有国家集成电路人才培养基地。浙江大学系统科学与工程系包括系统分析与集成和控制理论与控制工程两个学科点，其中，系统分析与集成学科点是四校合并以来建立的首批理工科交叉的学科点之一，是浙江省重点学科，在2004年全国系统科学一级学科评估中排名全国第四。控制理论与控制工程学科点的前身是创立于1953年的工业自动化专业。秉承浙江大学“求是创新”校风，系统科学与工程系培养了大批基础坚实、知识面广、适应能力强的高级专门人才。数码纺织研究方向达到国内领先和国际先进水平，列为浙江大学211建设十五项标志性成果之一，其中2项科研成果获国家科技进步三等奖。系统科学与工程系建有“电气自动化”和“系统分析与集成”等两个研究所，与国内外许多大中型企业和科研机构保持良好的科研合作关系。十五期间，系统科学与工程系共承担国家、省、部科研项目及企业委托科研项目150余项，科研总经费2000万元。其中，国家自然科学基金项目9项，国家863项目2项，教育部跨世纪人才基金1项、省自然科学基金项目2项，国防科工委预研项目1项、省重大自然科学基金项目1项、省科技计划项目1项。通过省部级鉴定的科研成果14项，荣获国家及省部级科技成果奖10项。获得国家发明和实用新型专利14项。并发表了一批高水平学术论文，SCI收录21篇，EI收录86余篇。出版著作教材11部。系统科学与工程系师资力量雄厚，现有在职教授9人（其中，博士生导师8名），副教授13。并拥有完备的人才培养体系。拥有国家重点学科“控制理论与控制工程”（信息学院控制系共享）、“电力电子与电力传动学科”（与应用电子学系共享），及浙江省重点学科“系统分析与集成”。学科发展以大系统理论、复杂系统理论、非线性系统理论、智能控制理论、数据挖掘和信息融合技术、工业生产过程综合自动化系统的分析、建模、控制与优化为主线，围绕数码纺织及装备自动化、智能机器人系统、智能交通和物流信息化、自动化系统，机器人系统、ERP以及电子商务系统、集成化、智能化、数字化的新型交、直流传动系统、水利系统等等研究方向开展研究，具有优势。在人才培养方面，秉承基础和应用并重的原则，使学生在自动化、电子信息、计算机技术、系统分析与集成等方面的得到扎实的基本训练，掌握专业领域所需的基本理论及相关应用领域的知识，具有强电与弱电、电工技术与电子技术、软件与硬件、元件与系统、信息与系统、管理科学与工程技术相结合的显著特点。毕业生可在自动化、通信、信息、计算机、交通运输、金融、电力、航空航天、能源、机电一体化等许多领域的各类企业、研究院所、高等院校及政府机关从事科学研究、设计开发、管理决策、教育等工作。毕业生都可找到自己满意的工作，具有很好的声誉。第四章控制器的原理及设计方案一、无刷直流电机的原理1、无刷直流电机的结构无刷直流电动机是在有刷直流电动机的基础上发展起来的。它的电枢绕组是经由电子“换向器”接到直流电源上，可把它归为直流电动机的一种。从供电逆变器的角度来看，它又可属于永磁同步电动机的一种，因为无刷直流电动机转速变化以及电枢绕组中的电流变化是和逆变器的频率是一致的。但是无刷直流电动机电枢绕组中流过的电流以方波形式变化，故又称为方波电流永磁交流电动机。无刷直流电动机的组成是用装有永磁体的转子取代有刷直流电动机的定子磁极，用具有多相绕组的定子取代电枢，用由逆变器和转子位置检测器组成的电子换向器取代机械换向器和电刷。无刷直流电动机的基本构成包括电动机本体、转子位置检测器和电子换相电路三部分，如图21所示。直流电源位置传感器开关电路电动机图21无刷直流电动机的结构框图2、无刷直流电动机的工作原理一般的直流电机由于电刷的换相，使得由永久磁钢产生的磁场与电枢绕组通电后产生场在电机运行过程中始终保持垂直从而产生最大转矩，使电动机运转。无刷直流电动机的运行原理和有刷直流电动机基本相同，即在一个具有恒定磁通密度分布的磁极下，保证电枢绕组中通过的电流总量恒定，以产生恒定转矩，而且转矩只与电枢电流的大小有关。由于转子的气隙磁通为梯形波，由电机学原理可知，电枢的感应电动势亦为梯形波，大小与转子磁通和转速成正比。BLDCM三相电枢绕组的每相电流为120通电型的交流方波，反电动势为120梯形波。只要控制好逆变器各桥臂功率器件的开关时刻就能满足上述要求。BLDCM三相绕组主回路基本类型有三相半控和三相全控两种。三相半控电路的特点是简单，一个可控硅控制一相的通断，每个绕组只通电1/3的时间，另外2/3时间处于断开状态，没有得到充分的利用，在运行过程中的转矩波动较大。所以最好采用三相全控式电路，电路如图22所示，在该电路中，电动机的绕组为Y联结。图22中UI为逆变器，PMM为永磁电动机本体，PS为与电动机本体同轴连接的转子位置传感器。控制电路对转子位置传感器检测的信号进行逻辑变换后，产生脉宽调制PWM信号，经过驱动电路放大送至逆变器各功率开关管，从而控制电动机各相绕组按一定顺序工作，在电动机气隙中产生跳跃式旋转磁场。下面以两相导通星形三相六状态无刷直流电动机来说明其工作原理。图22无刷直流电动机三相全控电路当转子永磁磁极位于图23A所示位置时，转子位置传感器输出磁极位置信号，经过驱动电路逻辑变换后驱动逆变器，使功率开关管VT1、VT6导通，即绕组A，B通电，A进B出，电枢绕组在空间的合成磁势为FA，如图23A所示。此时定、转子磁场相互作用，拖动转子顺时针方向转动。电流流通路径为电源正极VT1管A相绕组B相绕组VT6管电源负极。当转子转过60电角，到达图23B中位置时，位置传感器输出信号，经逻辑变换后使开关管VT6截止、VT2导通，此时VT1仍导通。这使绕组A、C通电，A进C出，电枢绕组在空间合成磁场如图23B中FA。此时定、转子磁场相互作用，使转子继续沿顺时针方向转动，电流的流通路径为电源正极VT1管A相绕组C相绕组VT2管电源负极，依此类推。当转子继续沿顺时针每转过60电角时，功率开关管的导通逻辑为VT3VT2VT3VT4VT5VT4VT5VT6VT1VT6则转子磁场始终受到定子合成磁场的作用并沿顺时针方向连续转动。A磁极处于B相绕组平面B磁极处于A相绕组平面图23无刷直流电动机工作原理示意图在图23A到图23B的60电角范围内，转子磁场顺时针方向连续转动，而定子合成磁场在空间保持图23A中的FA的位置不动，只有当转子磁场转够60电角到达图23B中的FA的位置时，定子合成磁场才从图23A中FA位置顺时针跃变至图23B中的FA的位置。可见定子合成磁场在空间不是连续旋转的磁场，而是一种跳跃式旋转磁场，每个步进角是60电角。表21两相导通星形三相六状态时绕组与开关管导通顺序表当转子每转过60电角时，逆变器开关之间就进行一次换流，定子磁状态就改变一次。可见，电机有6个磁状态，每一状态都是两相导通，每相绕组中流过电流的时间相当于转子旋转120电角，每个开关管的导通角为120，两相导通星形三相六状态无刷直流电动机的绕组与开关管导通顺序的关系如表21所示。图24梯形波反电势与方波电流无刷直流电动机采用方波电流驱动，与120导通型三相逆变器相匹配，由逆变器向电动机提供三相对称的、宽度为120电角的方波电流。方波电流应与电势同相位或位于梯形波反电势的平定宽度范围内，如图24所示。为了获得梯形波反电势，电枢绕组设计成集中绕组。无刷直流电动机按驱动方式可以分为半桥驱动和全桥驱动，按绕组接法又可分为星形连接和三角形连接。不同的绕组接法和驱动方式的选择将会使电机具有不同的性能，且成本也不同，主要从以下三个方面来进行分析1绕组利用率。无刷直流电动机的绕组是断续通电的，适当的提高绕组通电利用率将可以使同时通电导体数增加，使电阻下降，提高效率。因此三相比四相、五相好，全桥驱动比半桥驱动好。2转矩的脉动。无刷直流电动机的输出转矩脉动比普通直流电动机大，因此希望尽量减小转矩脉动。一般相数越多，转矩的脉动越小，而全桥驱动比半桥驱动转矩的脉动小。3电路成本。相数越多，所需开关器件越多，成本也越高。全桥驱动比半桥驱动成本高。多相电动机的结构复杂，成本也高。综合上述分析，三相电机星形连接全桥驱动方式综合性能最好，应用最多，本系统选择的三相星型连接无刷直流电机，采用全桥驱动方式，下面介绍其基本原理。图25是三相无刷直流电动机星形连接全桥驱动时的电路原理图，采用两相导通三相六状态工作方式。在电机运行过程中，霍尔位置传感器不断检测电机当前位置，控制器根据当前位置信息来判断下一个电子换向器的导通时序模式。电子换相器的控制关键在于在检测到当前位置的同时开通下一个位置导通状态的电子开关，当前位置与下一位置电子开关导通相的对应关系如表22所示，由表22可以看出，开关管的导通顺序为VT1、6VT1、2VT2、3VT3、4VT4、5VT5、6，六个开关管依次间隔600电角度导通，每管导通120度，任何时刻仅有2个开关管导通“”表示此相是电流流入端，“一”表示此相是电流流出端。无刷直流电动机位置信号HAHCHBACB换相控制逻辑VT1VT2VT6VT4VT5VT3图25无刷直流电动机全桥驱动原理图表22位置信号与换相模式关系当前位置（HC,HB,HA通电顺序开关管转子位置（电角度）101ABVT1,VT6060001ACVT1,VT260120011BCVT2,VT3120180010BAVT3,VT4180240110CAVT4,VT5240300100CBVT5,VT63003603、无刷直流电机的数学模型本文选取的三相无刷直流电机的绕组是星形接法，采用两相通电六状态控制方式，为了更好的控制无刷直流电机，有必要了解无刷直流电机的特性方程及其运行过程中的数学模型。为了便于分析，作出如下假设定子三相绕组完全对称，空间互差120，参数相同；转子永磁体产生的气隙磁场为梯形波，三相绕组反电势为梯形波，波顶宽度120电角度；忽略定子铁心齿槽效应的影响；忽略功率器件导通和关断时间的影响，功率器件的导通压降恒定，关断后等效电阻无穷大；忽略定子绕组电枢反应的影响；电机气隙磁导均匀，认为磁路不饱和，不计磁滞损耗与涡流损耗。1）电压方程无刷直流电机绕组等效电路如图26所示，由于三相绕组采用星形接法，因此三相绕组的电流之和等于0，即210ABCII可得三相绕组的电压方程为220AOAABBBCCCURIIEDLMTII其中UAO、UBO、UCO定子三相绕组相电压；R定子每相绕组的内阻；L、M定子每相绕组自感与两相绕组之间的互感；IA、IB、IC定子三相绕组相电流；EA、EB、EC、定子三相绕组每相反电势。ABA、B两相导通等效电路图26三相直流无刷电机等效电路1两相导通状态三相星形接法的无刷直流电机通常采用两相导通状态，如图26（B）所示。假设A、B两相导通，C相不导通，并且是高压侧斩波导通，低压侧全导通，这时，导通的两相电流等于IS，方向相反，反电势等于ES，方向相反，不导通相的电流为0，可得2322AOBSSDURILMIET因为IAIB，EAEB，将式（22）中A相与B相的2个相电压方程相加可得240AOBU如果忽略功率开关器件的导通压降，那么电机定子绕组的中性点O的电压为251122OABODUU当A相绕组高压侧功率开关器件关断，而B相绕组低压侧功率开关器件仍然导通时，电机A相和B相绕组进入续流状态，这时，直流母线上的电流等于0，A相绕组电流通过低压侧的续流二极管与B相绕组低压侧的功率开关器件流通。2两相续流状态无刷直流电机在绕组导通过程中，为了限制电流过大，通常采用电流斩波控制来关断功率开关器件。关断方式分为硬关断和软关断两种，硬关断方式就是把导通的2个功率开关器件都关断，绕组电流通过同相桥臂另一侧的续流二极管回馈给电源；硬关断方式开关损耗比较大，在实际应用中多采用软关断方式，软关断方式只关断一个功率开关器件，另一个继续导通。软关断方式又有两种情形高压侧斩波低压侧全导通，或者是低压侧斩波高压侧全导通。这两种情形下直流母线电流都等于0。以高压侧斩波控制为例，软关断控制续流方式等效电路如图27所示。图27软关断续流方式等效电路可得续流状态下的电机的数学模型为022SSDSMDRILMIEVT（26其中VD续流二极管上的压降；VSW功率管导通的压降。绕组中性点O的电压以及A相、B相的相电压分别为2712ONSDUV28ASM由于功率管导通时的压降要小于续流时的功率二极管上的压降，所以续流过程中绕组中性点电压低于直流母线电压的负极电压，A相绕组的相电压小于0但接近于0，B相绕组的相电压大于0而接近于0。3换相状态当控制器接到位置传感器的换相信号时，输出相应的驱动逻辑，控制电机的绕组进入换相状态，换相状态同时存在着续流和换流的过程。假设电机绕组由原来的A、B两相导通转换为A、C两相导通，即B相低压侧功率开关器件关断，而C相低压侧功率开关器件全导通，A相高压侧斩波控制，如图28所示。图28换流过程等效电路这样在关断B相导通C相的换相过程中，B相通过高压侧功率二极管处于续流状态，B相绕组反电势和电流都衰减。C相绕组换流，电流逐步增加，C相绕组的反电势等于A相绕组的反电势，但方向相反，A相绕组电流会先下降再上升，但是三相电流之和仍然等于0，即290ABCII结合式29和图28可以得出210AOBCOBUE根据换相等效电路可以得到三相绕组端点电压与电源端点电压之间的关系为211APSWUV212BD213CNSWUV将式（210）、（211）和（212）代入到（213）中，可以得绕组的中性点电压为214213AODNDBUE将式（210）、（211）和（212）分别减去（214）中的中性点电压后，可以得到三相绕组的电压表达式分别为（215）13AODDBSMUUVE（216）2BDB（217）13CODDBSMUUVE刚换相的时候B相绕组反电势EB小于0，因此绕组中性点相对于电源负极的电压超过电源电压的2/3，比换流前的UDC/2要大，B相绕组的电流会随着自身反电势的减小而快速衰减，特别是转速较高时B相绕组电流的衰减将会非常迅速。C相绕组具有较大的反相电压，绕组电流会很快地增长，但是增长的速度会越来越慢。A相绕组相电压首先因中性点电压上升而减小，相电流也会减小。但随着B相绕组的反电势减小，A相相电压开始回升，A相绕组电流不再减小而开始增大，等到B相电流衰减到0时，B相绕组没有电流续流二极管关断，中性点电压恢复到UDC/2的水平，并且A相和C相绕组电流大小相等，方向相反，系统又进入两相斩波导通状态。2）矩阵方程永磁无刷直流电动机的电磁转矩是由定子绕组中的磁钢与转子磁钢产生的磁场相互作用而产生的。定子绕组产生的电磁转矩表达式为2181EABCTIEI式中三相绕组产生的合成电磁转矩；ET转子的机械角速度。从式（218）中可知，无刷直流电机的电磁转矩的大小与电流成正比，所以控制逆变器输出的方波电流的幅值就可以控制无刷直流电机的转矩。为了产生恒定的电磁转矩，要求定子电流为方波，反电势为梯形波，且在每半个周期内，方波电流的持续时间为120电角度，梯形波反电势的平顶部分也为120电角度，两者应严格同步。由于无刷电机采用两相导通方式，任何时刻，只有两相绕组导通，则电磁功率为2192EABCSPIEIEI因此，电磁转矩又可以表示为220/ESTI电机的运动方程为221ELDJBT其中负载转矩；LTJ电机的转动惯量；B阻尼系数3）无刷直流电动机的传递函数为了更好地分析无刷直流电机的特性，寻求一种有效的控制方法以得到良好的动态性能，有必要推出无刷直流电机的传递函数，而无刷直流电机与普通直流电机的差别仅在于它换相时不用电刷，因此，其动态特性分析与普通直流电机是相同的。由于无刷直流电机采用两相绕组导通运行的方式，根据前面推导的电压方程，可得两相绕组导通时的电压方程为222INDSMSSDUUVRILIET（222）定义KE为反电势系数，则有SEK（223）定义KT为电磁转矩系数，则（224）ETSKI对式（221）、（222）、（223）和（224）进行拉氏变换可得225ELTSJSBS22INSSSUSRILMSIES226SEESKS227ETSSIS228根据上述状态画出无刷直流电机的动态模型如图29所示。ISS_1/JSBKE_TESSTLSESSKTINUS122RLM图29无刷直流电机动态数学模型在上述无刷直流电动机的动态模型中，将直流母线的电压UINS作为电动机的输入量，输出量为电机的机械角速度S，负载转矩作为系统外部的扰动量。4、系统控制方案本课题已明确选择无刷直流电机作为驱动电机，被控对象确定以后，课题开展之前需要确定一个合理的控制方案。控制方案根据电动自行车运行过程中的功能要求来确定。根据系统所要实现的功能，本节主要考虑了四个重要方面控制结构、控制技术、控制策略、控制芯片等。前两个方面在本节阐述、后两个方面分别在第部分和第部分阐述。1）控制结构本课题的主要目的是根据电动自行车调速手柄信号来控制无刷直流电机的速度，需要根据转子的位置信号确定换相操作，所以系统采用三环控制结构电流环、速度环和位置环。速度环用来控制速度，其输出为电机相电流给定值；电流环用来控制电机的电流，提高电机转矩响应性能；位置环主要是实时采样转子位置信号，为电机换相提供依据。电动自行车无刷直流电机控制结构框图如下图210所示。因电动自行车不存在反向行驶，故转速控制器和电流控制器的输出只有正限幅，没有负限幅。EI速度计算PIPIPWM功率驱动直流无刷电动机电流反馈位置传感器V_IIF图210控制结构框图2）控制技术一、电动运行由上一节无刷直流电机的调速原理可以知道，该电机的转速是通过改变直流电流来实现的，可采用PWM技术即调节PWM波的占空比改变电机的直流电压来改变电流。也就是说，在直流电源恒定供电的情况下，通过调节PWM波的脉宽来改变直流电压UD，实现对电机转速的控制。图211单极性PWM控制各触发信号图212双极性PWM控制各触发信号PWM技术可分为单极性PWM控制和双极性PWM控制单极性PWM控制的控制信号如图211所示，在每个60度电角度区域内，一个功率开关器件一直处于开通状态，另一个处于PWM状态；双极性PWM控制的控制信号如图212所示，在每个60度电角度区域内，两个工作的功率管器件或者都开通，或者都关断。比如在060度范围内，逆变器的功率开关器件VT6和VT1工作，当VT6和VT1都开通时，电流流向如图213所示，电流的上升率为2DDIUETLM229设PWM波形的工作频率为F，占空比为，则电流的增加量为2DDIUETLF230AVT1VT4VT5VT3BCVT2VT6VD1VD5VD3VD4VD2VD6图213PWM控制功率管VT1和VT6都导通时电流流向示意图如果是双极性PWM控制，则当功率管VT6和VT1都关断后，电流经过续流二极管VD3和VD4续流，如图214所示AVT1VT4VT5VT3BCVT2VT6VD1VD5VD3VD4VD2VD6图214PWM控制功率管VT1和VT6都关断时电流流向示意图电流的下降率为（231）2DDIUETLM则电流的减小量为（232）21DDIUETLMF在电流不断流的双极性PWM控制下，应该有（233）DDII由式（231）、（232）与（233）可得（21212DDEURLM34）由式（231）、（235）可得（235）211DDDDDILFLF当时，得到双极性PWM控制下电流波动的最大值50236MAX4DDUIMF如果是单极性PWM控制，设功率管VT6处于PWM状态，则当功率管VT1开通而功率管VT6关断时，电流经过VD1和VD3续流，如图215所示AVT1VT4VT5VT3BCVT2VT6VD1VD5VD3VD4VD2VD6图215PWM控制功率管VT1通和VT6关断时电流流向示意图电流的下降率为（237）2DDIETLM电流的减小量为（238）21DDITF同理，在电流不断流的单极性PWM控制下也应该有239DDII由式230、238、239可得（240）2DEU再由式231与241可得（2122DDILMFLF41）当时，得到单极性PWM控制下电流波动的最大值50242MAX8DDUILF由式237和243可以看出，采用单极性PWM控制的电流波动最大值只有采用双极性PWM控制的电流波动最大值的一半，因此为了减小电流脉动和功率管的开关损耗，本电机控制系统采用单极性的PWM控制技术。二、回馈制动当调速手柄归零，即转速给定为零时而电动自行车仍以一定速度旋转（如停车或下坡时），电机绕组中会产生感应电动势,但产生的两相绕组间的线电压通常小于蓄电池电压除非下坡时速度很快,不能对电池充电实现能量回馈。为了实现能量回馈,本控制器采取升压斩波的方法。以A,B绕组通电为例，电动运行时，其电路如图213所示，电流经蓄电池正极流经VT1电机A,B绕组VT6再回到蓄电池负极。当能量回馈时，电机应反过来给蓄电池充电，即电流反向。这时电流从蓄电池负极流出经VD6电机A,B绕组VD1再到蓄电池正端，电路如图216所示。再与VT4构成一个升压斩波电路,对照图216得等效升压斩波电路如图217所示。AVT1VT4VT5VT3BCVT2VT6VD1VD5VD3VD4VD2VD6图216能量回馈示意图VD6ABVD1EAB2（LM2RSVT4R0U0图217能量回馈等效升压斩波电路图217中EAB是电机AB两相绕组电动势差，R0是蓄电池等效内阻。忽略电机绕组等效电阻2RS上的压降及续流二极管VD1、VD6上的压降，根据升压斩波原理有,式01ABEU中为VT4管的PWM占空比，只要调整占空比使得U0大于蓄电池电压，就可以向蓄电池充电，从而实现能量回馈。分析其他绕组通电时情况类似，可得出同样的结论。表23给出了其他情况下能量回馈时对应的斩波MOSFET管。表23能量回馈时通电绕组与斩波控制管对应关系当前位置（HC,HB,HA通电顺序斩波控制管101AB001ACVT4011BC010BAVT6110CA100CBVT2二、电动自行车控制系统仿真分析1、双闭环控制系统最简单的控制系统为开环控制系统。开环控制系统的控制作用直接由系统的输入量产生，控制精度完全取决于所用的原件及其校准精度。一旦负载变化时，电动机的转速也随之改变，系统没有自动校正偏差的能力，抗干扰能力差。因此在调速要求较高的场合，闭环控制是必须的。为力保证系统的调速精度，应使系统闭环。但仅有速度环时，当速度给定发生突变时，逆变桥的输出电压很大，这可能引起电动车电枢电流剧增，使电枢绕组或逆变桥损坏，此时电流的急剧变化也会导致转矩的剧变，对传动系统造成冲击，因此，在调速系统中还需引入电流环以限制电机的最大电流。本控制系统以STC12C5A60S2芯片为控制核心，设计了速度，电流双闭环控制方案，如图31所示，两者之间实行串级联结。ASRBLDM逆变器负载转矩ACR电流检测位子检测信号速度计算NFNIUCTUD图31无刷直流电动机控制系统框图外环为速度环，速度给定N与速度反馈的差值送速度调节器调节，速度环使转速跟随给定值变化，实现转速稳态无静差，对负载变化起到抗扰作用，并能获得较高的调速精度，输出限幅决定电动机允许的最大电流，内环是电流环，速度调节器输出作为电流给定I，电流给定与电流反馈的差值作为电流调节器的输入，电流环能快速跟随电流给定的变化，并保证启动时电动机能获得允许的最大电流，从而提高系统的动态性能。2、控制器参数整定如上节所述，控制系统采用转速、电流双闭环控制，转速环采用常规PI控制器，而电流环采用本文所提的神经元变结构PI控制器。在系统编程调试前必须先确定控制器参数才能使系统正常可靠运行。参数整定不是一步完成的，对于电流控制器以及转速控制器，先按常规PI控制器结构整定计算其参数，然后在MATLAB/SIMULINK中建立基于神经元变结构控制策略的控制系统，通过仿真运算在线调整电流PI控制器的结构和参数，验证该算法的有效性。本节利用工程设计方法对两个控制器参数进行整定。一、电流环参数整定控制系统通常分为典型型系统和典型系统。典型型系统跟随性能良好，动态性能好，所以电流环拟校正成该型系统。式是典型型系统开环传递函数，由图32可得电流环动态结构图如下1IKWST图32所示_IIDSIFK1TPWMS1WACRSK2TLS1图32电流环动态模型结构框图图中，为常规电流PI调节器，为逆变器等效传递函数，其中1IACRKS1PWMKTS为放大系数，为调制周期。05/R，为电流反馈系数，为1KPWMT2/LTLMR电机的机电时间常数。将电流环设计成典型型系统，则其开环传递函数为121IIACRPWMLKSKWTS令（31）IL可以抵消较大时间常数惯性环节，则有12/ILIPWMKTWSS式中，选定，则系统阻尼系数为0707，超12/IILKTIP05I调43。则12105/IPWMLPWMLKTKTR（32）二、转速环参数整定典型型系统抗干扰性能好，因此将转速环整定为典型型系统。此时转速、电流双闭环动态模型框图如图33所示。UIUN_WASRSKT/JS_IDSSILSUNWCLIS图33双闭环控制系统动态模型结构框图图中，为转速PI调节器,将电压环设计成典型系统，则其单位负反1NASRKSW馈开环传递函数为式中，21/NNNTASRIKSSSJ1/NITK。根据控制理论有NTNKJ（33）/2/NNIPWMHTKHT21因此（34）124PWMNNTTHJJKK一般选择。至此，电动自行车无刷直流电动机