自动频率控制电路的设计及制作.docx

天津中德职业技术学院毕 业 设 计 任 务 书设计题目： 自动频率控制电路的设计与制作 完成期限：自 年 月 日 至 年 月 日所属系部 电气与能源学院 班 级 11电气三班 学生姓名 王增田 指导教师 王滦平 系主任签字 批准日期 毕业设计（论文）答辩成绩记录表自动化工程系 专业电气自动化 班级 3班 学员 王增田 课题名称 压控振荡器的设计与制作 课题来源调研实训室设备起止时间2012.10-12月底学员在本课题中完成任务的情况： 指导教师对学员完成本课题的评语及成绩：指导教师签字 年 月 日答考评组的评语及成绩组长签字 年 月 日毕业设计（论文）总成绩：答辩委员会签字 年 月 日天津中德职业技术学院毕业设计（论文）说明书姓名 王增田 专业 电气自动化 年级 3班 年 月 日 毕业设计题 目： 低通滤波器设计 院 （系）： 电气与能源学院 专 业： 电气自动化 学生姓名： 王增田 学 号： 11204203038 指导教师： 王滦平 2013年 12 月 24 日自动频率控制电路的设计与制作摘要压控振荡器作为无线收发机的重要模块，它不仅为收发机提供稳定的本振信号，还可以倍频产生整个电路所需的时钟信号。它的相位噪声、调节范围、调节灵敏度对无线收发机的性能有很大影响。文章首先介绍了振荡器的两种基本理论:负反馈理论和负阻振荡理论。分别从起振、平衡、稳定三个方面讨论了振荡器工作所要满足的条件，并对这些条件以公式的形式加以描述。接着介绍了两种类型的压控振荡器:环形振荡器和LC振荡器。对这两种振荡器的结构、噪声性能和电源的敏感性方面做出了分析和比较，通过分析可以看出LC压控振荡器更加适合于应用在射频领域。紧接着介绍了CMOS工艺可变电容和电感的物理模型，以及从时变和非时变两个方面对相位噪声进行了分析。关键词：LC压控振荡器；可变电容；相位噪声，调谐范围。一、 绪论1.1 研究背景 随着集成电路技术的发展，电路的集成度逐渐提高，功耗变的越来越大，于是低功耗的CMOS技术优越性日益显著。人们对CMOS工艺的研究大量增多，发现CMOS技术比其他工艺更适用于按比例缩小原理。在过去的30年里正如摩尔预测的那样，每个芯片上的晶体管的数量每18个月就翻一番。MOS管的沟道尺寸也从1960年的25u。下降到现在的0.18um。物理尺寸的缩小让芯片具有比以前更优的性价比。等比例缩小原理的优点远不止在面积上，它还提高了CMOS器件的速度，现在CMOS工艺的晶体管的本征速度已经可以和双极器件相比较了。据报道0.18um的CMOS工艺的N沟道晶体管的截止频率己经达到了60GHz。原来只能用于标准数字集成电路的CMOS工艺也能用来设计高性能的模拟电路，甚至是射频电路。 近年来，无线通信系统和宽带接收机的迅猛发展，特别是手提无线设备（如无绳电话，对讲机，GPS）的普及，使得射频前端芯片设计向小型化，低成本，低功耗等方向发展。COMS工艺技术的不断进步，是越来越多的射频单元电路，如低噪声放大器，上/下频混频器，中频滤波器，本地振荡器，功率放大器等等，能够集成到单片COMS收发芯片上。另外，加上基带信号处理，尤其是数字信号处理，早已能够在COMS工艺上实现。因此有可能在COMS工艺上实现从前端到后端的整个无线通信系统。 压控振荡器最重要的指标要求是低相位噪声，低功耗，宽调谐范围等。采用高品质因数的片上螺旋电感和大电容系数比（Cmax/Cmin）的累积型MOS可变电容实现的压控振荡器是在COMS硅衬底上实现高性能压控振荡器的最佳选择。1.2 LC压控振荡器的研究现状振荡器电路的实现方式主要有两种：电感电容谐振振荡器和环形振荡器。环形振荡器的振幅比较大，但其开关非线性效应很强，使得它受电源/地的噪声影响很明显。虽然环形振荡器也能够工作到1-2GHz，但是出于其相位噪声性能比电感电容谐振振荡器差很多，故而在1GHz以上的振荡器很少采用环形振荡器结构。1.2.1 片上电感和可变电容电感电容谐振压控振荡器的电路结构来源于印刷线路板(PCB)上采用分立器件实现的振荡器电路，早期它们大多采用分立的电感，电容及分立三极管器件。有源器件(三极管和MOS管)非常适合于硅工艺集成，然而电感和可变电容面的集成临巨大的挑战。早期半集成化的压控振荡器很多都采用键合线(Bondwire)电感来实现高Q值电感，并采用反偏二极管的PN结电容来实现压控可变电容。随着CMOS工艺的不断进步，基于片上螺旋电感的电感电容压控振荡器被广泛采用。 可变电容作为可调单元广泛用于射频的压控振荡器的谐振电路中。在CMOS工艺上实现可变电容主要有四种结构:PN结电容，普通MOS管电容，反型MOS管电容和累积型MOS管电容。PN结电容是在N阱上做一层P+有源区，从而实现一个P+/n-well结电容；另外一类可变电容的实现方法是利用MOS管工作在不同的区域（强反型区、耗尽区和累积区）从而改变电容值。根据MOS管的源极(S)，漏极(D)以及衬底(B)的不同连接方法，使得MOS管的电容可以分成三种不同的情况。1.2.2 相位噪声理论和降噪技术 振荡器的输出信号，理想情况下应当是一个频谱纯净的正弦波，但是由于电子电路中的各种噪声以及温度、电源电压等的变化都会对振荡器的输出信号产生影响，使输出信号的振幅，相位和频率发生改变，振荡器的输出信号就会发生畸变，频谱也成为中心频率附近的两个带状频率分布，如图1.1 所示这些不希望出现的能量分布，就是相噪声。 (a) 理想振荡器频谱图 （b）实际振荡器频谱图 图1.1 理想振荡器和实际振荡器的输出频谱图大多数情况下，压控振荡器的相位噪声性能是影响集成接收机灵敏度的最主要的因素。电感电容压控振荡器的噪声主要来源于低Q值片上电感中的串联电阻，开关差分对管和尾电流源。电路中的有源和无源器件的白噪声，在频偏较大的频率上产生1/f，特性的相位噪声；而闪烁噪声在频偏较小的频率范围产生1/f特性的相位噪声。相位噪声对射频信号的混频非常不利，很大的相位噪声会将很强的邻近干扰信号混频到信道中，造成信号频谱的阻塞现象，从而降低了信道中的信噪比。随着对压控振荡器的相位噪声产生的物理机制的渐渐认清，许多人提出了大量降低相位噪声的方法，其中最具代表的技术是噪声滤波技术，闪烁噪声降低技术。二、可变电容的性能参数 可变电容的参数对LC压控振荡器性能影响显著，譬如可变电容比、品质因数Q和截止频率都是很关键的参数。 可变电容在外加电压的调节下电容发生变化，设，为它变化的最大最小电容。可变电容比，由式（3-2）可以看出可变电容比约大，振荡器可以调节的频率范围也就越大。有时候可用电容调制系数来表示变容管的相对变化量。，越大，可实现的频率调节范围就越宽。 电容的品质因数表示了电容在一个振荡周期存储的能量和消耗的能量的比值，可以用式表示。是它的工作频率，是它的串联电阻。一般情况下Q和工作的频率有关，所以在说变容管的Q值时，必须指明它工作的频率。 通常定义使Q值等于1的频率为变容管的截止频率，此时，截止频率决定了变容管的工作上限，一般它的工作频率要远小于截止频率。2.1 负阻理论在负阻理论中不再将振荡器看成由放大器和反馈网络组成的两端口网络，而是将振荡器看成一个单端口网络进行分析，并针对端口呈现的负值阻抗进行设计。图2.4为负阻振荡模型。图2.4负阻振荡模型2.1.1 起振条件假设电路的等效电感和电容分别为: L和C，则可以列出整个电路的电流方程： （2-11）求方程的解，当满足时，方程的特征解为： （2-12）其中。 在振荡器起振时要求信号的幅度越来越大，也就是i随着t的增加而变大，这就需要： （2-13）由式(2-13)可以看出振荡器的阻值必须为负值，而且它的绝对值应大于负载的阻值。这就是负阻理论的起振条件。2. 2 平衡条件 当振荡器电路满足式(2-13)后，信号的振幅会逐渐变大。随着信号幅度的增大，电路中的各种非线性因素起到的作用也越来越大，譬如振荡器的负阻会随着振幅的加大而逐渐减小，这些因素会使信号的幅度不会无限制的增大下去，而是进入一个稳定状态。下面就来讨论振荡达到稳态时的条件。可以参考图2-4，由振荡器和负载组成回路，在稳态时电路中已有大信号存在。假设稳定状态的回路电流为，忽略回路电流中的谐波分量，并对其取实部，可得负载两端的电压为: （2-14）振荡器两端的电压为： （2-15）由于没有外加交流分量，器件两端的电压应该和振荡器两端的电压相等，可得： （2-16）由三角函数的正交性可得: （2-17） （2-18）这就是振荡器的平衡条件。2.3. 稳定条件只满足起振条件和平衡条件是不够的，还必需满足稳定条件的需要，下面在满足上述两个条件的情况下来分析稳定条件。当环路达到平衡状态是，环路内的电流己是大信号，它的幅度和相位随时间变化，对时间求导: （2-19）可把式（2-19）中的复角频率设为w，如下: （2-20）由于，和I是时间的缓变函数，所以，然后， 对求导可得： （2-21）上式为负载阻抗随时间的变化率，而振荡器阻抗近似不变。这时回路仍满足（2-16）式，即： （2-22）设 （2-23） 为平衡点的电流值，表示一个随电压改变的幅度值。其中，分别为： （2-24） （2-25）它们被称为器件负阻的饱和系数与器件电抗的饱和系数。 （2-26）对于稳定工作点要求与符号相反可得： （2-27）这就是负阻振荡理论的稳定条件。由实际的设计经验可知振荡器的阻抗决定了输出信号的主要特征，阻抗的实部确定了输出的功率，虚部则决定了输出的频率。而且大量的研究证明现在常用的振荡器结构都是可以过渡到稳定状态，所以设计振荡器可以针对起振和平衡条件来设计，然后再细微调节一下器件参数，就可以得到所需的设计4,5。三、负电阻产生电路设计在第二章内介绍过负阻振荡器的起振条件，可以用一句话来表示:负阻的阻抗要等于无源器件产生的阻抗。但那是在理想的情况下得出的，实际的情况是无源器件也会寄生有电阻，譬如电感的串联电阻和电容的欧姆电阻。而且有源器件也会含有电容的项。这就使以前的结果不适用于非理想情况。业界设计VCO时，有源和无源器件的跨导必须满足下式才能满足振荡器的起振条件: （4-5），分别为NMOS和PMOS的跨导，是一个经验常数，它的值通常为2-3左右。为谐振腔无源部分的跨导，可用下式表示: （4-6）为谐振腔的工作频率，与变容管的欧姆电阻和电感的串联电阻有关，一般情况下，约等于电感的串联电阻。 为了使振荡的波形接近标准的正弦波，会取P管和n管的宽度比为2:1。这样取值会使PMOS管的跨导接近于NMOS管的跨导，上式可以化为: （4-7）表示MOS管的跨导。本实验的电路中的管子的沟长L都采用最小的尺寸0.25um,NMOS差分对管取50个射频单元管，PMOS取差分对管100个射频单元管，尾电流管子取50个射频单元管一个理想的压控振荡器的频率压控特性(图3.11)可以表示为： （3-22）其中为压控电压，为压控振荡器的增益，为压控电压为OV时的振荡频率。 图3.11 理想压控振荡器压控特性振荡器的频率与相位的关系表示为： （3-23）则根据式子(3-22), (3-23),假设为常数可以得到振荡器的相位为： （3-24）其中定义振荡器的相位增量为。因此在锁相环电路中，压控振荡器的相位是一个理想的积分器，其传递函数可以表示为： （3-25）3.1 相位噪声的知识大多数情况下，压控振荡器的相位噪声性能是影响集成接收机灵敏度的最主要的因素。理想的正弦波的频谱是一个脉冲函数，但是由于实际电路中存在各种噪声源，振荡器输出的信号频谱特性都是频罩曲线，如图3.13(a)所示。电路中噪声源可以划分为两大类：器件噪声和外界干扰噪声，前者包括热噪声，闪烁噪声；后者主要包括衬底和电源噪声。压控振荡器的器件噪声主要来源于片上电感和可变电容的串联寄生电阻，开关差分对管和尾电流源。开关差分对管的噪声主要是差分MOS对管的沟道和栅极串联电阻的白噪声和闪烁噪声(1/f 噪声)。 振荡电路中器件的白噪声，在频偏较大的频率上产生特性的相位噪声；而器件的闪烁噪声在频偏较近的频率范围产生特性的相位噪声。相位噪声对射频信号的混频非常不利。很大的相位噪声会将很强的邻近干扰信号混频到信道中，造成信号频谱的阻塞现象，从 而降低了信道中的信噪比。 一个理想的正弦波可以表示为,其中A为振幅，为振荡频率，为一个任意固定相位，因此其频谱特性为频率处的两个脉冲函数，如图3.13(a)所示。实际 振荡器中的波形不可能是理想，而应该表示为： （3-27）其中振幅和相位都是时间的函数，是一个周期为2p的函数。由于振幅和相位的波动，使得实际的振荡器的频谱在频率处有两个旁带。振荡频率的抖动主要表现为幅度噪声和相位噪声。通常幅度噪声量可以被限幅电路或者电路的非线性降低甚至消除掉；而相位噪声是不能够通过任何电路去处掉。因此在没有特别申明的情况下，我们只考虑振荡器的相位噪声。 (a)振荡器频谱 (b)相位噪声曲线图3.13 振荡器相位噪声的典型曲线有许多种方法可以表示实际振荡器的频率波动。在测试领域中，使用最广泛的两种表示方法是：时间域的抖动时间(Jitting Time)和频率域的相位噪声(Phase Noise)。信号的相位噪声通常表示为单边带噪声谱密度与载波功率比(SSCR, Single Sideband-to-Carrier Rate)。为了比较噪声性能的方便，相位噪声往往表示为1Hz内单边带噪声谱密度与载波功率比值的分贝形式(dBc/Hz)： （3-28）其中为频率偏移率，为频率偏移量处1Hz内的单边带噪声谱密度，Pcarrier为载波能量。D.B.Leeson在1966年提出了一种经验噪声模型： （3-29）其中F是一个经验参数，通常称为器件的额外噪声系数，k是波尔滋曼常数，T为绝对温度，为谐振电路的平均功耗，为振荡频率，为有载条件下的谐振品质因数， w为频率偏移量，为和区域的拐点频率。该模型是建立在电感电容谐振电路的线性时不变假设条件下，而且额外噪声系数F必须 通过测试得到，因此该模型方程(3-29)不具备进行相位噪声预先分析的能力。该噪声模型的典型曲线如图3.13(b)所示，相位噪声的拐角频率点与器件的1/f噪声拐角频率点相同，但是实际振荡器相位噪声测试表明与是不等的，因此可以认为Leeson模型中的频率实际上是一个经验拟合值，它并不具备任何物理意义。从 1995 年和 1996 年，Craninckx和 Razavi重新提出相位噪声分析方法到现在，许多人相继提出了许多新的相位噪声产生的物理机制和分析方法。这些理论和分析方法主要可以分为两大类：时变分析和时不变分析。3. 2 非时变模型 假设谐振腔的热噪声是唯一的噪声源。这个噪声可以用一个电流源来模拟，它的电流均方密度为: （3-30）G是谐振腔总的跨导，这个电流源乘上谐振腔的总阻抗就是噪声的电压。相对于谐振腔的中心频率的很小的频率偏移,谐振腔的阻抗可以近似为: （3-31）根据Q值和电感的关系，上式可以变为: （3-32）由式(3-30)和式(3-32)可以得到噪声电压均方值的谱密度: （3-33）显然由于谐振腔的滤波作用，噪声谱密度与频率不再无关，而且随着频率趋近而无限制的增大。由这个式子也可以看出高Q值可以减小热噪声。不过与噪声的电压绝对值相比我们常常更关心噪声相对于载波信号的大小，所以通常将均方噪声电压密度值对均方载波信号进行归一化处理，从而得到它们的分贝值，由以上的推导可以得到相位噪声的方程: （3-34）这个方程表达了相对于中心频率偏移处，单位频率内的噪声相对于总的载波的分贝值。从这个式子可以看出噪声与频率的偏移量成反比，这是由于谐振腔的阻抗呈关系减小，而噪声电压的平方与阻抗成正比。还可以看出增加载波的功率，可以降低相位噪声，这是由于热噪声本身是固定的。实际的振荡器的相位噪声和式(3-34)的预测很接近，但是还有一些明显的分别。主要有三个方面:a实际测量的谱密度正比于，但是大小要比式(3-34)要大，这是由于除了热噪声以外，还有其他的噪声源。b测量的频谱最终在大频率下变平，而不是随着的平方一直下降。c在足够小的频率偏移情况下，发现相位噪声和有依赖关系。考虑了以上三点不同，Leeson在文献8中提出了对式(3-34)的一个修正的方程: (3-35)式中的F是一个经验常数，用来计算区域增加的噪声，不同的振荡器之间差别很大。括号中加法项1用来表达噪声的下限，最后的那个乘法项来表示足够小的偏移频率下的依赖关系。图3.14是Leeson的噪声模型和之前的模型的比较图.该模型中没有给出F的计算或减小的方法，而且使用非时变模型无法对区域做出合理的解释，虽然有关研究显示那是由于闪烁噪声造成的。另外由这种模型导出的公式只能通过增加谐振腔的Q值来降低相位噪声。下面来介绍相位噪声的另外一种模型。 图3.14 Leeson相位噪声模型3. 3时变模型非时变模型假设噪声在任何时刻对振荡器输出的结果影响都是一样的，但事实上并非如此。如图3.15所示: （a） （b）图3.15 电流脉冲注入谐振腔假设有一个电流脉冲注入谐振腔，此时谐振腔的输出对应一定的频率和振幅。若脉冲注入正好是输出振幅最大的时候，此时电压的瞬时值将被提高V，但因为正好处于振幅的最大值处，如图3.15(a)所示，此时的相位不会有任何的改变。反之若脉冲注入正好是输出的振幅为零，如图3.15(b)所示，信号的相位发生了变化，而且相位变化的大小和注入脉冲的大小有关。显然谐振腔的相位噪声不仅与输入噪声的大小有关而且和输入的时间有关，这是非时变相位噪声模型不能完全描述的。（a） （b） 图3.16 电流脉冲注入与相位改变如图3.15所示，当一个脉冲在时刻t注入谐振腔，信号将产生相位改变，其相位改变的脉冲响应可以表示为: （3-36）是电容中最大的电荷变化，而是单位阶跃函数。函数叫做冲击灵敏度函数(ISF, impulse sensitivity function)，它是一个无量纲的、与频率振幅无关的函数，它的周期是2。从它的命名就可以看出它表示的是谐振腔的相位对冲击注入的响应。由图3.16可以看出在谐振腔的振幅过零点时，取得最大值；在振幅最大时相位改变为零。一般来说是可以通过模拟的方法来得到。图3.17分别是LC振荡器和环形振荡器典型的冲击灵敏度函数曲线。一旦ISF函数确定，我们就可以用积分算出相位变化量: （3-37）ISF是一个周期函数可以用傅立叶函数展开: （3-38） (a) LC振荡器 (b) 环形振荡器 图3.17 冲击灵敏度函数(a)LC振荡器 (b)环形振荡器因为噪声的各个元素是不相关的，所以它的相对相位也是不相关的，可以忽略和许多物理现象相同，ISF的傅立叶变换的级数收敛是很快的，可以用级数的前几项近似。将傅立叶变化后的ISF带入式(4-19)可以得到: （3-39）假设有一个噪声它的频率在处，其中m为一整数，是它的本征频率，它的等效电流源可表示为: （3-40）若很小，将式(4-22)带入(4-19)可得: （3-41）简化为： （3-42）通常我们关心的只是噪声功耗和总的载波的功耗的关系，考虑到: （3-43）由式(3-42)可以看出的频谱中在处包含两个相等的边带，它的大小为: （3-44）若噪声是热噪声，功率谱密度为，则在谐振腔本征频率外单频带噪声功率与载波功率的比值为: （3-45）由于： （3-46）因此热噪声造成的相位噪声为： （3-47）又因为，代入上式可得到： （3-48）这个式子和用非时变模型推导出来的式子只差了一个常数项，但是在非时变系统中F是根据测量得到的一个经验常数，而式(3-48)是通过寻找ISF后计算得到的，而且通过时变模型的表达式可以看出除了增加谐振腔的Q值以外，还能够通过改变波形，即降低ISF的RMS值来减小热噪声对相位的影响。如果噪声为闪烁噪声，它的功率谱密度为，其中是闪烁噪声的拐角频率。将它的功率谱密度带入式(4-29)，可以得到闪烁噪声引起的相位噪声： （3-49）这个式子描述了区域的相位噪声。它的拐点频率为： （3-50）要想降低它的相位噪声必须降低，也就是ISF的直流分量。要降低，则必需要求输出的波形越对称越好，这一点可以通过适当的选取电路结构和器件参数来得到。由以上的两个式子可以看出，热噪声和闪烁噪声以电流注入谐振腔的形式，引起相位变化，相位变化的大小和电流的大小，输入的时间有关。噪声造成的相位变化经过谐振腔的调变，在输出频谱的周围展开成裙带状的相位噪声。它的示意图如图3.18所示:：图3.18 相位噪声示意图在时变模型的分析中，解释了和区域形成的原因，并对这两个区域的相位噪声做出了预测.而且时变模型的分析能给我们带来更多的提高相位噪声的方法。除了提过Q值外，我们可以通过改善输出的波形，或者采用PMOS管降低闪烁噪声来提高VCO的性能。3.4 降低相位噪声的方法1.减小1/f噪声影响 1/f噪声调制到载频上而增大了相位噪声，为降低这种影响，可考虑对1/f噪声进行取样，引入负反馈。其基本原理如图3.19所示。在仿真及实际电路中，都表明了此方法对降低相位噪声有一定的效果。 图3.19 采用负反馈，减小1/f一起的相位噪声示意图1/f噪声的频率一般很低，完全可以通过直流偏置电路中的隔直电感。此处的电阻就可以完成稳偏，采样，以及电压负反馈的作用。2. 减小电源及供电对相噪的影响 有源器件都需要电源供电，一般的电源都有噪声。为了减小电源噪声对振荡器相噪的影响，需要对电源进行滤波，特别是对BJT管的基极进行较彻底的滤波。直流偏置电路往往也会对信号进行分流，在有的结构的振荡器中，采用它来产生负反馈，来降低相噪。但在有些结构的振荡器，这时，有的低相噪的振荡器就采用恒流源来减小直流偏置电路对振荡信号的分流，从而达到降低相噪的目的。结束语随着通信带宽要求的不断提高，例如以太网(IEEE 802.3ae)以及光纤网(SO NETO C-192)通信标准的不断发展，低成本的前端收发器仍然是一项具有挑战性的任务。振荡器是前端收发器的其中一个重要部件，所以对压控振荡器的研究工作是会一直持续下去。但是，随着振荡频率的不断提高，传统环形振荡器，LC振荡器，驰张振荡器结构是不能满足其振荡频率的要求。因此，现在已经有人提出新的振荡电路的方案。新型的振荡器研究应该从两方面着手。第一是工艺上的提高，CMOS工艺相对于传统的SiGe, GaAs和bipolar工艺还是具有相当好的发展前景。这是因为在传统的工艺下设计的电路消耗能量很大，而且SiGe, GaAs和bipolar工艺相当昂贵。相比较起来，CMOS工艺的特点就是消耗能量小，成本低，而且集成度高。使得在CMOS工艺下设计的电路能够迅速地占领市场。除了CMOS工艺这些固有的优点外，CMOS工艺也不断地发展，0.13um CMOS工艺下的晶体管的fT已经超过了65GHz，这样，就使得在CMOS工艺下的振荡器设计达到更高的振荡频率成为了可能。而且，CMOS工艺也逐渐实现片上微带线，这是一个非常大的工艺突破，这就意味着在CMOS工艺也能够进行分布式电路设计，而不是传统的集总式电路设计。第二方面，就是基于工艺的发展，振荡器的电路结构也就能够做出相应的改变。目前，已经有人研究新型的振荡器电路结构，这种振荡器叫rotary traveling wave- voltage controlled oscillators。这种新型振荡器的应用范围是很广泛的，因为其振荡频率较高，可以在光纤通信接收器当中作为时钟产生器以及作为数据回复，同样也可以应用于锁相环中的振荡信号产生。目前，已经有实验室研发出这种新型的振荡器电路，其振荡频率可以达到18GHz-36GHz。同样地，他们也是基于Hajimiri线性相位时变噪声模型对这种rotary traveling wave- voltage controlled oscillators进行相位噪声的研究。因此，随着工艺不断发展以及市场要求的不断提高，压控振荡器电路的研究仍然是一项具有挑战性的工作，今后仍然需要更多的研究人员从事新型振荡器的开发和研究。参考文献1 J.C .R udell,J .-J.Ou,I .B .Cho,G .Chien, F .Brianti, J .A .Weldon and P. R. Gray, A 1.9-GHz wide-band IF double conversion CMOS receiver for cordless telephone applications, IEEE J. Solid-State Circuits, vol.32, pp. 2071一1088, Dec. 19972 A.Rofougaran,G.Chang, J .J .Rael,J .Y .C .C hang, M . Rofougaran, P. J. Chang, M. Djafari, M.-K. Ku, E. W. Roth, A. A. Abidi and H. Samueli, A single-chip 900-MHz spread-spectrum wireless transceiver in lum CMOS-Part I: architecture and transmitter design,” IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 33, pp. 515-534, April 1998.3 A.Rofougaran,G .C hang,J .J .R ael,J .Y .C .Chang, M .Rofougaran, P. J. Chang, M. Djafari, J. Min, E. W. Roth, A. A. Abidi and H. Samueli，A single-chip 900-MHz spread-spectrum wireless transceiver in lum CMOS-Part II: receiver design,”IEEE J. Solid-State