功率场效应晶体管原理.doc

功率场效应晶体管(MOSFET)原理功率场效应管(Power MOSFET)也叫电力场效应晶体管，是一种单极型的电压控制器件，不但有自关断能力,而且有驱动功率小,开关速度高、无二次击穿、安全工作区宽等特点。由于其易于驱动和开关频率可高达500kHz，特别适于高频化电力电子装置，如应用于DC/DC变换、开关电源、便携式电子设备、航空航天以及汽车等电子电器设备中。但因为其电流、热容量小，耐压低，一般只适用于小功率电力电子装置。一、电力场效应管的结构和工作原理电力场效应晶体管种类和结构有许多种，按导电沟道可分为P沟道和N沟道，同时又有耗尽型和增强型之分。在电力电子装置中，主要应用N沟道增强型。电力场效应晶体管导电机理与小功率绝缘栅MOS管相同，但结构有很大区别。小功率绝缘栅MOS管是一次扩散形成的器件，导电沟道平行于芯片表面，横向导电。电力场效应晶体管大多采用垂直导电结构，提高了器件的耐电压和耐电流的能力。按垂直导电结构的不同，又可分为2种：V形槽VVMOSFET和双扩散VDMOSFET。电力场效应晶体管采用多单元集成结构，一个器件由成千上万个小的MOSFET组成。N沟道增强型双扩散电力场效应晶体管一个单元的部面图，如图1(a)所示。电气符号，如图1(b)所示。电力场效应晶体管有3个端子：漏极D、源极S和栅极G。当漏极接电源正，源极接电源负时，栅极和源极之间电压为0，沟道不导电，管子处于截止。如果在栅极和源极之间加一正向电压UGS，并且使UGS大于或等于管子的开启电压UT，则管子开通，在漏、源极间流过电流ID。UGS超过UT越大，导电能力越强，漏极电流越大。二、电力场效应管的静态特性和主要参数Power MOSFET静态特性主要指输出特性和转移特性，与静态特性对应的主要参数有漏极击穿电压、漏极额定电压、漏极额定电流和栅极开启电压等。分页1、 静态特性（1） 输出特性输出特性即是漏极的伏安特性。特性曲线，如图2(b)所示。由图所见，输出特性分为截止、饱和与非饱和3个区域。这里饱和、非饱和的概念与GTR不同。饱和是指漏极电流ID不随漏源电压UDS的增加而增加，也就是基本保持不变；非饱和是指地UCS一定时，ID随UDS增加呈线性关系变化。（2） 转移特性转移特性表示漏极电流ID与栅源之间电压UGS的转移特性关系曲线，如图2(a)所示。转移特性可表示出器件的放大能力，并且是与GTR中的电流增益相似。由于Power MOSFET是压控器件，因此用跨导这一参数来表示。跨导定义为 （1）图中UT为开启电压，只有当UGS=UT时才会出现导电沟道，产生漏极电流ID。2、 主要参数（1） 漏极击穿电压BUDBUD是不使器件击穿的极限参数，它大于漏极电压额定值。BUD随结温的升高而升高，这点正好与GTR和GTO相反。（2） 漏极额定电压UDUD是器件的标称额定值。（3） 漏极电流ID和IDMID是漏极直流电流的额定参数；IDM是漏极脉冲电流幅值。（4） 栅极开启电压UTUT又称阀值电压，是开通Power MOSFET的栅-源电压，它为转移特性的特性曲线与横轴的交点。施加的栅源电压不能太大，否则将击穿器件。（5） 跨导gmgm是表征Power MOSFET 栅极控制能力的参数。分页三、电力场效应管的动态特性和主要参数1、 动态特性动态特性主要描述输入量与输出量之间的时间关系，它影响器件的开关过程。由于该器件为单极型，靠多数载流子导电，因此开关速度快、时间短，一般在纳秒数量级。Power MOSFET的动态特性。如图3所示。Power MOSFET 的动态特性用图3(a)电路测试。图中，up为矩形脉冲电压信号源；RS为信号源内阻；RG为栅极电阻；RL为漏极负载电阻；RF用以检测漏极电流。Power MOSFET 的开关过程波形，如图3(b)所示。Power MOSFET 的开通过程：由于Power MOSFET 有输入电容，因此当脉冲电压up的上升沿到来时，输入电容有一个充电过程，栅极电压uGS按指数曲线上升。当uGS上升到开启电压UT时，开始形成导电沟道并出现漏极电流iD。从up前沿时刻到uGS=UT，且开始出现iD的时刻，这段时间称为开通延时时间td(on)。此后，iD随uGS的上升而上升，uGS从开启电压UT上升到Power MOSFET临近饱和区的栅极电压uGSP这段时间，称为上升时间tr。这样Power MOSFET的开通时间ton=td(on)+tr (2)Power MOSFET的关断过程：当up信号电压下降到0时，栅极输入电容上储存的电荷通过电阻RS和RG放电，使栅极电压按指数曲线下降，当下降到uGSP 继续下降，iD才开始减小，这段时间称为关断延时时间td(off)。此后，输入电容继续放电，uGS继续下降，iD也继续下降，到uGST时导电沟道消失，iD=0，这段时间称为下降时间tf。这样Power MOSFET 的关断时间toff=td(off)+tf (3)从上述分析可知，要提高器件的开关速度，则必须减小开关时间。在输入电容一定的情况下，可以通过降低驱动电路的内阻RS来加快开关速度。电力场效应管晶体管是压控器件，在静态时几乎不输入电流。但在开关过程中，需要对输入电容进行充放电，故仍需要一定的驱动功率。工作速度越快，需要的驱动功率越大。分页2、 动态参数（1） 极间电容Power MOSFET的3个极之间分别存在极间电容CGS，CGD，CDS。通常生产厂家提供的是漏源极断路时的输入电容CiSS、共源极输出电容CoSS、反向转移电容CrSS。它们之间的关系为CiSS=CGS+CGD (4)CoSS=CGD+CDS (5)CrSS=CGD (6)前面提到的输入电容可近似地用CiSS来代替。（2） 漏源电压上升率器件的动态特性还受漏源电压上升率的限制，过高的du/dt可能导致电路性能变差，甚至引起器件损坏。四、电力场效应管的安全工作区1、 正向偏置安全工作区正向偏置安全工作区，如图4所示。它是由最大漏源电压极限线I、最大漏极电流极限线、漏源通态电阻线和最大功耗限制线，4条边界极限所包围的区域。图中示出了4种情况：直流DC，脉宽10ms，1ms,10s。它与GTR安全工作区比有2个明显的区别：因无二次击穿问题，所以不存在二次击穿功率PSB限制线；因为它通态电阻较大，导通功耗也较大，所以不仅受最大漏极电流的限制，而且还受通态电阻的限制。2、 开关安全工作区开关安全工作区为器件工作的极限范围，如图5所示。它是由最大峰值电流IDM、最小漏极击穿电压BUDS和最大结温TJM决定的，超出该区域，器件将损坏。3、 转换安全工作区因电力场效应管工作频率高，经常处于转换过程中，而器件中又存在寄生等效二极管，它影响到管子的转换问题。为限制寄生二极管的反向恢复电荷的数值，有时还需定义转换安全工作区。器件在实际应用中，安全工作区应留有一定的富裕度。五、电力场效应管的驱动和保护1、 电力场效应管的驱动电路电力场效应管是单极型压控器件，开关速度快。但存在极间电容，器件功率越大，极间电容也越大。为提高其开关速度，要求驱动电路必须有足够高的输出电压、较高的电压上升率、较小的输出电阻。另外，还需要一定的栅极驱动电流。开通时，栅极电流可由下式计算：IGon=CiSSuGS/tr=(GGS+CGD)uGS/ t r (7)关断时，栅极电流由下式计算：IGoff=CGDuDS/tf (8)式（7）是选取开通驱动元件的主要依据，式（8）是选取关断驱动元件的主要依据。为了满足对电力场效应管驱动信号的要求，一般采用双电源供电，其输出与器件之间可采用直接耦合或隔离器耦合。电力场效应管的一种分立元件驱电路，如图6所示。电路由输入光电隔离和信号放大两部分组成。当输入信号ui 为0时，光电耦合器截止，运算放大器A输出低电平，三极管V3导通，驱动电路约输出负20V驱动电压，使电力场效应管关断。当输入信号ui为正时，光耦导通，运放A输出高电平，三极管V2导通，驱动电路约输出正20V电压，使电力场效应管开通。分页MOSFET的集成驱动电路种类很多，下面简单介绍其中几种：IR2130是美国生产的28引脚集成驱动电路，可以驱动电压不高于600V电路中的MOSFET，内含过电流、过电压和欠电压等保护，输出可以直接驱动6个MOSFET或IGBT。单电源供电，最大20V。广泛应用于三相MOSFET和IGBT的逆变器控制中。IR2237/2137是美国生产的集成驱动电路，可以驱动600V及1200V线路的MOSFET。其保护性能和抑制电磁干扰能力更强，并具有软启动功能，采用三相栅极驱动器集成电路，能在线间短路及接地故障时，利用软停机功能抑制短路造成过高峰值电压。利用非饱和检测技术，可以感应出高端MOSFET和IGBT的短路状态。此外，内部的软停机功能，经过三相同步处理，即使发生因短路引起的快速电流断开现象，也不会出现过高的瞬变浪涌过电压，同时配有多种集成电路保护功能。当发生故障时，可以输出故障信号。TLP250是日本生产的双列直插8引脚集成驱动电路，内含一个光发射二极管和一个集成光探测器，具有输入、输出隔离，开关时间短，输入电流小、输出电流大等特点。适用于驱动MOSFET或IGBT。2、 电力场效应管的保护措施电力场效应管的绝缘层易被击穿是它的致命弱点，栅源电压一般不得超过20V。因此，在应用时必须采用相应的保护措施。通常有以下几种：（1） 防静电击穿电力场效应管最大的优点是有极高的输入阻抗，因此在静电较强的场合易被静电击穿。为此，应注意： 储存时，应放在具有屏蔽性能的容器中，取用时工作人员要通过腕带良好接地； 在器件接入电路时，工作台和烙铁必须良好接地，且烙铁断电焊接； 测试器件时，仪器和工作台都必须良好接地。（2） 防偶然性震荡损坏当输入电路某些参数不合适时，可能引志震荡而造成器件损坏。为此，可在栅极输入电路中串入电阻。（3） 防栅极过电压可在栅源之间并联电阻或约20V的稳压二极管。（4） 防漏极过电流由于过载或短路都会引起过大的电流冲击，超过IDM极限值，此时必须采用快速保护电路使用器件迅速断开主回路。电动自行车控制器MOSFET驱动电路的设计1、概述 电动自行车具有环保节能，价格合适，无噪声，便利等特点，因此，电动自行车成为当今社会人们主要的代步工具。与此同时，消费者和商家对整车的质量及可靠性要求也越来越高，作为整车四大件之一的电动车控制器的可靠性显得尤为重要。功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与控制器的可靠性紧密相关，尤其是在续流侧方面，MOSFET的驱动电路设计不当，续流侧MOSFET很容易损坏，因此本文就如何测量、分析与调整控制器的MOSFET驱动线路来提高MOSFET的可靠性作一些研究，以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。2、MOSFET开关过程及MOSFET参数模型 .1MOSFET开通过程中的波形见图1所示，其开通的过程可分为四个阶段： 阶段A、t0t1：门极电压Vgs由0V逐渐上升至Vth，在此期间内MOSFET关闭，Vds不变，Id=0A。 阶段B、t1t2：门极电压Vgs由Vth上升至平台电压Vp，门极电压为Cgs充电。在此期间内MOSFET开始导通并进入饱和状态，Vds基本保持不变，Id由0上升至Id（max）。 阶段C、t2t3：门极电压Vgs保持不变，门极电压为Cgd充电。在此期间内MOSFET仍处于饱和状态，Vds迅速下降，Id保持不变。 阶段D、t3t4：门极电压Vgs由Vp继续上升，在此期间内MOSFET退出饱和状态进入完全导通状态。 MOSFET关断时波形与开时再相反，在此不赘述。 2.2MOSFET寄生参数模型如图2所示。 由于MOSFET的结构、引线和封装的影响，在MOSFET制作完成后，其各引脚间存在PN结寄生电容和寄生电感，引脚上存在引线电感。由于源极的引线较长，Ls一般要比Ld大。右图为简化的MOSFET参数模型。因此，我们在实际的开关应用中应特别注意寄生电容和引线电感对开关波形的影响，特别是在负载为电感性负载时更应注意。MOSFET的输入电容、反向传输电容和输出电容分别表示如下： Ciss=Cgs+Cgd Crss=Cgd Coss=Cgd+Cds3、两种常见的MOSFET驱动电路 3.1由分立器件组成的驱动电路（如图3所示），驱动电路A当HS为高电平时，Q7、Q4导通，Q6关闭，电容C4上的电压（约14V）经过Q4、D3、R6加到Q5的栅极，使Q5导通。在导通期间，Q5的源极电压（Phase）接近电源电压Vdc，所以电容两端的电压随着Phase电压一起浮动，电容C4亦称为自举电容。Q5靠C4两端的电压来维持导通。 B.当HS为低电平时，Q7、Q4关闭，Q6导通，为Q5的栅极提供放电回路，从而使Q5很快关闭。当Q5关闭后，由于下管的开通或负载的作用，使得Phase电压下降接近0V，从而使C4经过+15VD2C4GND回路充电，为下一次导通做好准备。 C.当LS为低电平时，Q8、Q11导通，Q10关闭，驱动电路通过R11为下管Q9的栅极充电，使Q9导通。 D.当LS为高电平时，Q8、Q11关闭，Q10导通，为Q9的栅极提供放电回路,使Q9关断。 E.当HS和LS同时为高电平时，上管开通下管关闭。当HS和LS同时为低电平时，上管关闭下管开通。在实际应用中，为了避免上下管同时开通，HS和LS的逻辑要靠MCU或逻辑电路来保证2半桥驱动芯片组成的驱动电路如图4所示，工作原理如下：A当HS和LS同时为高电平时，HO有驱动电压输出，使Q1开通。当HS和LS同时为低电平时，LO有驱动电压输出，使Q2开通。 B电容C2与分立器件驱动电路里的C4作用相同，同样为自举电容。 C电容C1为去藕电容，为抑制功率MOSFET开关时对驱动电路浮动电源部分的干扰，一般应加上此电容。 3.3两种驱动线路的区别： A两种驱动电路在开通时能提供基本相同的驱动电流驱动MOSFET开通，但在MOSFET关断时，分立器件驱动电路因为有三极管放电，所以能提供更大的放电电流关闭MOSFET，而半桥驱动电路由于要经过栅极电阻放电，所以放电电流相对较小，导致MOSFET关闭时间过长，开关损耗相应增加。解决的办法可以是在驱动电阻上反并联一只二极管并增加一个放电的PNP三极管。 B分立器件驱动电路用的器件较多，可靠性相对没有半桥芯片的驱动电路高。但前提条件是半桥驱动芯片的驱动电路要设计合理。4、MOSFET驱动线路的要求及参数的调整 4.1门极电压不能超过Vgs的最大值。在设计驱动线路时，应考虑驱动电源电压和线路的抗干扰性，确保MOSFET在带感性负载且工作在开关状态时栅极电压不超过Vgs的最大值。 4.2为了能够减少MOSFET的开关损耗，驱动线路应能提供足够大的驱动电流，使开通和关断的时间尽可能短，同时，尽量减少门极电压的高频震荡。如果要获得同样的RC时间常数，使用较小的驱动电阻和较大的电容可以获得较好的驱动特性，但驱动线路的损耗同时也增加了。 图5和图6是实际应用中的测试波形，从图中我们可以看出：电容的增加使得开启的时间变长，增加了开通损耗。电容的增加，使得门极电压的高频震荡减少。同时，由于米勒平台的振荡减小，MOSFET在米勒平台期间的损耗也会相应4.3延长MOSFET的开通时间可以减小开通时的涌入电流。由于电机负载为感性负载，所以在PWM关断时存在续流现象（见图7中的I2），为了减小续流侧反向恢复电流（Irr）的大小，PWM侧开关管的开通速度不宜过快。由于MOSFET处于饱和区时有公式：Id=K*(Vgs-Vth)2,（K为一常数，由MOSFET的特性决定）。所以在一定的温度和Vds条件下，从MOSFET的门极驱动电压Vgs可以判断MOSFET中的电流大小。图5中Vgs峰值为9.1V，图6中Vgs峰值为6.4V，所以增加电容使得峰值电流减小。Id也可从MOSFET的转移特性图中获得。4.4由于MOSFET的封装电感和线路的杂散电感的存在，在MOSFET反向恢复电流Irr突然关断时，MOSFET（Q3）上的电压Vds会出现振铃（如图8中CH2所示）。此振铃的出现会导致Vds超过MOSFET的击穿电压从而发生雪崩现象。如果线路中出现振铃，我们可以通过以下方法来减小振铃：A设计线路时应考虑线路板布线：尽量缩短驱动线路与MOSFET之间的线迹长度；使大电流回路的铜箔走线尽量短且宽，必要时可以在铜箔表面加锡；合理的走线，使大电流环路的面积最小。 B如果线路杂散电感已经确定，可以通过减小PWM侧的MOSFET开通速度来减小在续流侧的MOSFET上的Vds振铃，从而能够使MOSFET上的Vds不超过最大耐压值。 C如果以上两种方法都不能很好地解决问题，我们可以通过在相线上加snubber的方法来抑制线路的振铃。 4.5注意Cdv/dt产生的栅极感应电压。 如图7所示：在控制MOSFETQ1的导通开关期间，因为Q1的米勒效应和导通延迟的缘故，满输入电压并不会立刻出现在Q3的漏极上。施加在Q3上的漏极电压会感应出一个通过其栅漏极间米勒电容Cgd（见图2）进行耦合的电流。该感应电流在Q3的内部栅极电阻Rg和外部栅极电阻的两端产生一个压降。该电压将对Q3栅极上的栅源极间电容Cgs进行充电。Q3上的感应栅极电压的幅度是dv/dt、Cgd、Cgs和总栅极电阻的一个函数。感应栅极电压如图8中的CH1所示，其值已达到2.3V。另外，由于源极引线电感的存在，在Q3内的电流迅速减小时，会在Ls的两端感应出一个极性为上负下正的电压，如图9所示，此时加在DIE上的电压Vgs（die）要大于在外部引脚上测量的Vgs电压，所以由于Ls的影响，使得MOSFET有提前导通的可能。如果下管由于感应电压而导通，则会造成上下管穿通，如果MOSFET不能承受此穿通电流，MOSFET就会损坏。 4.5.1防止产生Cdv/dt感应导通的方法： A选择具有较高门限电压的MOSFET。 B选择具有较小米勒电容Cgd和较小Cgd/Cgs的MOSFET。 C使上桥（Q1）的开启速度变慢，从而减小关断时的dv/dt和di/dt，使感应电压Cdv/dt和Lsdi/dt减小。 D增加Q3的栅极电容Cgs，从而减小感应电压。 4.5.2保留Cdv/dt感应导通的好处Cdv/dt感应导通有一个好处：它能够减小续流侧MOSFET上的电压尖峰和Vds振铃（V=LdIrr/dt；L：环路寄生电感），同时也减小了系统的EMI干扰。因此，在设计MOSFET驱动线路时，我们应根据实际情况来权衡驱动参数的调整，即究竟是阻止Cdv/dt感应导通以求最大限度地提升电路效率和可靠性还是采用Cdv/dt感应导通来抑制过多的寄生振铃。5、结论 A在开始设计之前，应该全面了解所选MOSFET的参数，判断MOSFET是否能满足产品要求，包括MOSFET的耐压（Vgs和Vds）、最大电流等参数，确保当工作条件最恶劣时这些参数不要超过MOSFET的最大额定值。 B在线路设计阶段，必须进行热设计，以确保MOSFET工作在安全工作区。应特别注意线路板的布线，尽量减小线路杂散电感。 C在不影响可靠性的情况下尽量缩短开关时间，将开关损耗降到最低。有时为了进一步提高效率，降低温升，还可采用同步整流。、电动车控制器的实现方式与组成部分：目前电动自行车用控制器，不管有刷无刷，普遍采用PWM调速方式。电动车控制器内部必须要有PWM发生器电路，还要有电源电路，功率器件，功率器件驱动电路，控制器件驱动电路，控制部件（转把、闸把、电机霍耳等）信号采集单元与处理电路，过流与欠压等保护电路。2、影响电动车控制器可靠性的因素：控制器的失效，从表现形式来看，一般有以下几种： 1）、功率器件损坏； 2）、电动自行车电机技术控制器内部供电电源损坏； 3）、电动车控制器工作时断时续； 4）、连接线磨损及接插件接触不良或脱落引起控制信号丢失。针对以上失效形式的起因分析如下：A、功率器件的损坏，一般有以下几种可能：电动自行车电机技术电机损坏引起的；功率器件本身的质量差或选用等级不够引起的；器件安装或振动松动引起的；电机过载引起的；功率器件驱动电路损坏或参数设计不合理引起的。B、控制器内部电源的损坏，一般有以下几种可能：控制器内部电路短路；外围控制部件短路；外部引线短路。C、电动自行车电机技术控制器工作起来时断时续，一般有以下几种可能：器件本身在高温或低温环境下参数漂移；控制器总体设计功耗大导致某些器件局部温度过高而使器件本身进入保护状态；接触不良。D、连接线磨损及接插件接触不良或脱落，一般有以下几种可能：线材选择不合理；对线材的保护不完备；接插件的选型不好；线束与接插件的压接不牢。3、提高控制器的可靠性的方案：了解电动车控制系统可能发生故障点以后，有针对性的可靠性设计就有了目标。A、首先是功率器件的型号，品牌，产地与供应商的选择，然后对功率器件的筛选，以上两点是提高功率器件可靠性前提。在此基础上，对功率器件安装工艺的设计和对功率器件驱动电路的设计才有意义。对无刷电机控制器而言，一般上三路功率管的驱动比较复杂，目前大多数厂家采用专用驱动芯片驱动。专用驱动芯片的不足之处是价格较高，内部的变电路采用了有源电路，转换效率偏低，其主要的应用场合是在周围电路完全没有交流电存在情况下，利用其内部电路完成变频、升压与整流。B、对于电动自行车电机技术控制器的内部电源，为了防止电动车控制器内部或外部短路对电源的损坏，同时也是出于对电动自行车电机技术电源自身的保护，可以把电源设计成独立供电方式，这样既可以防止局部电路（转把，闸把、电机传感器等）发生短路而烧坏控制器，又可以防止电源电压异常升高而击穿外部器件。基于以上考虑，可以采用DCDC模块的负载能力强，自身的功率损耗相当低（不到0.1W），这在提高控制器的整体效率，降低控制器的运行温度方面有着线形稳压器无可比拟的优点。C、要克服电动车控制器对温度的敏感，第一是选择温度系数好的元器件，第二是从设计上降低各模块电路的功率消耗，第三是尽量减少无用功消耗，第四是充分考虑到控制器的散热。如果采用无功率消耗的功率管驱动方案，加上高效率的DCDC电源模块，可以将控制器工作电流降低到30mA以下。在这里需要解释一下的是，在电动车控制器里，用于采样电流信号的阻值大功率电阻器件属于控制的功率器件之一，电流采样电阻的功率消耗属于无用消耗，应该算控制器功率损耗的一部分，要减小控制器的功耗，降低控制器的运行温度，可以利用电机的转整与电机电流的绝对对应关系，通过检测电动自行车电机技术电机转动转速来检测电机电流，从而达到控制电流的目的。D、由于电动车电气系统信号的传输是用连接线束来完成的，出于提高电动车整车的可靠性和提高控制器本身的可靠性出发，对电动车连接线束与接插件的要求是：边接可靠，防水，防尘，抗震，防氧化，防磨损。基于以上要求，电动车边接线束与接插件要有完备的防护套，接插件一定要达到汽车级的接插要求，因为电动车的使用环境从某种意义上讲，比汽车的使用环境还要恶劣。4、对于无刷电机控制器，由于输入控制变量与控制器使用功率器件比较多，控制器可以利用各种输入信号对控制系统完成相当完善的与想当灵活的保护，这些保护功能可以有：过流保护、减流保护、低电流过载保护，电机换相信号错误保护以及在没有过流的情况下电机堵转直接保护等。电动车无刷控制器通过直接读取各种控制信号，进行实时处理或保护，这种方法就可以大大提高无刷控制器的设计可靠性。电动自行车用电机控制器原理与维修（A）电动车用电机控制器近年来的发展速度之快，使人难以想象，操作上越来越“傻瓜”化，而显示则越来越复杂化。比如，电动车车速的控制已经发展到“巡航锁定”；驱动方面，有的同时具有电动性能和助力功能，如果转换到助力状态，借助链条张力测力器，或中轴扭力传感器，只要用脚踏动脚蹬，便可执行助力或确定助力的大小。这期本刊开始给您讲述控制器的知识，让您对控制器有一个更全面的了解。 一、电动车控制器与保护功能 （一）控制器简介 简略地讲控制器是由周边器件和主芯片（或单片机）组成。周边器件是一些功能器件，如执行、采样等，它们是电阻、传感器、桥式开关电路，以及辅助单片机或专用集成电路完成控制过程的器件；单片机也称微控制器，是在一块集成片上把存贮器、有变换信号语言的译码器、锯齿波发生器和脉宽调制功能电路以及能使开关电路功率管导通或截止、通过方波控制功率管的的导通时间以控制电机转速的驱动电路、输入输出端口等集成在一起，而构成的计算机片。这就是电动自行车的智能控制器。它是以“傻瓜”面目出现的高技术产品。 控制器的设计品质、特性、所采用的微处理器的功能、功率开关器件电路及周边器件布局等，直接关系到整车的性能和运行状态，也影响控制器本身性能和效率。不同品质的控制器，用在同一辆车上，配用同一组相同充放电状态的电池，有时也会在续驶能力上显示出较大差别。 （二）控制器的型式 目前，电动自行车所采用的控制器电路原理基本相同或接近。 电动车有刷和无刷直流电机大都采用脉宽调制的PWM控制方法调速，只是选用驱动电路、集成电路、开关电路功率晶体管和某些相关功能上的差别。元器件和电路上的差异，构成了控制器性能上的不大相同。控制器从结构上分两种，我们把它称为分离式和整体式。 1、分离式所谓分离，是指控制器主体和显示部分分离（图4-22、图4-23）。后者安装在车把上，控制器主体则隐藏在车体包厢或电动箱内，不露在外面。这种方式使控制器与电源、电机间连线距离缩短，车体外观显得简洁。 2、一体式控制部分与显示部分合为一体，装在一个精致的专用塑料盒子里。盒子安装在车把的正中，盒子的面板上开有数量不等的小孔，孔径45mm，外敷透明防水膜。孔内相应位置设有发光二极管以指示车速、电源和电池剩余电量。 （三）控制器的保护功能 保护功能是对控制器中换相功率管、电源免过放电，以及电动机在运行中，因某种故障或误操作而导致的可能引起的损伤等故障出现时，电路根据反馈信号采取的保护措施。电动自行车基本的保护功能和扩展功能如下： 1、制动断电电动自行车车把上两个钳形制动手把均安装有接点开关。当制动时，开关被推押闭合或被断开，而改变了原来的开关状态。这个变化形成信号传送到控制电路中，电路根据预设程序发出指令，立即切断基极驱动电流，使功率截止，停止供电。因而，既保护了功率管本身，又保护了电动机，也防止了电源的浪费。 2、欠压保护这里指的是电源的电压。当放电最后阶段，在负载状态下，电源电压已经接近“放电终止电压”，控制器面板（或仪表显示盘）即显示电量不足，引起骑行者的注意，计划自己的行程。当电源电压已经达到放终时，电压取样电阻将分流信息馈入比较器，保护电路即按预先设定的程序发出指令，切断电流以保护电子器件和电源。 3、过流保护电流超限对电机和电路一系列元器件都可能造成损伤，甚至烧毁，这是绝对应当避免的。控制电路中，必须具备这种过电流的保护功能，在过流时经过一定的延时即切断电流。 4、过载保护过载保护和过电流保护是相同的，载重超限必然引起电流超限。电动自行车说明书上都特别注明载重能力，但有的骑行者或未注意这一点，或抱着试一下的心理故意超载。如果没有这种保护功能，不一定在哪个环节上引起损伤，但首当其冲的就是开关功率管，只要无刷控制器功率管烧毁一只，变成两相供电后电动机运转即变得无力，骑行者立即可以感觉到脉动异常；若继续骑行，接着就烧毁第2个、第3个功率管。有两相功率管不工作，电动机即停止运行，有刷电机则失去控制功能。因此，由过载引起的过电流是很危险的。但只要有过电流保护，载重超限后电路自动切断电源，因超载而引起的一系列后果都可以避免。 5、欠速保护仍然属于过流保护范畴，是为不具备0速起步功能的无刷控制系统而设置， 6、限速保护是助力型电动自行车独有的设计控制程序。车速超过某一预定值时，电路停止供电不予助力。对电动型电动自行车而言，统一规定车速为20km/h，车用电动机在设计时，额定转速就已经设定好了，控制电路也已经设好。电动自行车只能在不超过这个速度状态下运行。 控制器的位置不会影响到性能，主要视设计者的意图。 但有几项原则： （1）在运行操作允许时； （2）在整体布置允许时； （3）在线路布设要求时； （4）在配套设施要求时电动自行车控制器系统构架及其发展趋势本文介绍了通用电动自行车控制器系统构架和基本的工作原理。同时本文从功率MOSFET管驱动、电流检测、PCB设计和整机的防护四个方面详细的探讨了进一步提高电动自行车控制器的可靠性的设计方法及其注意的细节。最后，给出了电动车控制器的电源电池，集成的功率元件模块的发展趋势。 关键词：电动自行车控制器驱动电流检测电动自行车具有环保节能，价格合适，无噪声，便利等特点，因此获得越来越广泛的应用。常用的电动自行车通过控制器驱动电动车无刷直流电机，因此整个控制器的设计对于电动自行车性能及可靠性具有极其重要的作用。然而，目前，从应用的情况来看，控制器的返修率仍然较高。本文主要探讨在控制器的设计过程中被电子工程师所忽略的技术问题，如电动车控制器的功率元件驱动、电流检测延时响应等，从而为电动自行车控制器的设计工程师提供一些参考，在最大的程度上提高系统的可靠性，降低故障率。1、电动自行车控制器系统构架 1.1系统结构 无刷直流电机具有高转矩、长寿命和低噪声的特点，因此在电动自行车中获得广泛的应用。无刷直流电机控制要比有刷直流电机控制复杂，无刷直流电机控制器的主功率电路结构如图1所示。在图1中，Q1和Q2构成无刷直流电机A相绕组的桥臂，Q3和Q4构成无刷直流电机B相绕组的桥臂，Q5和Q6构成无刷直流电机C相绕组的桥臂。对于每个桥臂的工作模式如下： 模式1：Q1、Q4导通，电流从电池正极流经Q1、A相绕组、B相绕组、Q4和电流检测电阻，然后回到电池负极。 模式2：Q1关断，Q4仍然导通，由于电流绕组为感性负载，其电流不能突变，电感电流将维持原来的方向不变，因此，A相下桥臂的功率MOSFET管Q2体内寄生的二极管导通续流。 模式3：控制器换相Q5导通，A相绕组承受负电压去磁，A相绕组的电流即Q2的电流下降到0，完成A相的换相。 如果上桥臂的功率MOSFET管关断时，下桥臂的功率MOSFET管不导通，完全依靠其体内寄生的二极管导通续流，这种控制方法为非同步整流控制；如果上桥臂的功率MOSFET管关断时，下桥臂的功率MOSFET管经过一定的延时即后导通，这种控制方法为同步整流控制。同步整流控制时，下桥臂由功率MOSFET管导通续流，因此提高了系统的效率。 对于非同步整流控制，常用的控制IC为MC33035。对于同步整流控制，常用的控制MCU为PIC16F72，CypressCY8C以及凌阳的单片机。同步整流控制具有高的效率，应用更为广泛。 1.2功率MOSFET管的驱动电路 目前无刷直流电机控制器的功率MOSFET管的驱动电路有两种方案：集成的驱动IC和由分离的元件即PNP三极管、NPN三极管、电阻电容和逻辑电路组成的驱动电路。使用集成的驱动IC时，驱动电路设计相对的简单，系统可靠性高，结构紧凑，但成本高。使用分离的元件的驱动电路，系统设计和调试复杂要复杂一些，由于分离的元件参数的分散性，驱动电路很难做到优化的设计。 当系统使用不同的功率MOSFET管时，驱动电路的相关参数必须进行适当的调整，在功率MOSFET管开通时，以得到合适的门极电压随时间上升的斜率，即dVgs/dt，从而在功率MOSFET管的开通功耗和VDS电压尖峰之间取得一定的在图1中，Rs为电流检测电阻，Rs上的电流检测电压VRS送到图2所示的电流检测电路；电流检测电路为运放LM358组成的同相放大器。同相放大器有较高的共模抑制比CMRR，可以抑制来自接地的电流检测电阻的共模噪声。电阻R4和电容C1组成RC滤波电路，抑制电流检测信号的共差噪声。2、电动自行车控制器设计中存在的问题 2.1功率MOSFET管驱动 在图1中，功率MOSFET管为AOS的AOT430，从其数据表可以看出，其门极和源极的电容以及门极和漏极的电容与其它公司不同，因此针对其应用，驱动电路的设计要考虑到这些参数的影响。通常在电动自行车的应用中，通过调整门极串联电阻和门极和源极的并联电容的值来调整MOSFET的开通速度。门极串联电阻和门极和源极的并联电容值越大，开关的速度越慢。只有选取合适的驱动电路的参数以及一个桥臂上下管导通的间隔，在同步整流控制方式上，就可以很好的控制开关管在关断时DS上的电压尖峰，同时保证MOSFET的开关损耗在其所承受的额定值之内。加大门极串联电阻以及加大门极和源极的并联电容的值可以降低MOSFET开通的速度，但也增加了其在电阻区的时间，从而增加了开通损耗。 2.2电流检测 通常电动车控制器发生故障是主功率MOSFET管的损坏，有时是一个桥臂的单个功率管烧坏，有时是整个桥臂的两个功率MOSFET管同时烧坏。在起动以及堵转的条件下，功率MOSFET管烧坏的几率较大。在同步整流控制方式中，在起动过程中，由于CPU进行初始化需要一定的时间，CPU输出的驱动信号的稳定也需要一定的时间，那么在起动中就可能产生驱动的信号逻辑关系不稳定或混乱的现象，从而导致一个桥臂上下管直通，而此时由于电流检测电路的信号送到CPU时，CPU还来不及处理，从而损坏功率MOSFET。最好采用一定的上电时序电路，使CPU先上电，稳定后才加功率电源。 堵转是电动自行车最恶劣的工作状态，此时也会发生一个桥臂上下管的直通。在实际应用的过程中，尽管采用了由LM385组成的电流检测电路，但是MOSFET仍然产生烧坏的现象，这表明电流检测电路没有可靠的工作。电流检测电阻采用一定长度的康铜丝，考虑限流值的范围，设计时电流检测电阻必须以最大的限流值作为参考。另外电阻的精度也会影响电流检测的精确度。电流取样信号必须直接引自取样电阻的两端，以免影响电流检测的精度。另外检测电阻两个管脚的焊锡也会影响取样电阻的电阻值，从而也会影响取样电流的精度电流的取样精度是系统进行可靠的电流保护的前提。在排除以上问题的前提下，还有一个十分重要的参数影响电流的取样精度。在图1中，使用了一个RC的滤波器滤除干扰噪声，但这个RC的滤波器会对电流的取样信号带来延时，RC的值越大，延时也就越大，信号幅值的误差也越大。LM358对输入信号有一定的带宽限制，放大倍数越大，信号的带宽越窄。另外，CPU在接收到过流信号时，从响应中断到处理完中断，到最后关断输出脉冲也需要一定的时间，那么这样参数的细节不经过仔细的考虑，在上下桥臂直通后短路，电流随时间迅速增大，电流检测电阻的电压信号也随时间迅速增加，当CPU检测到过流信号后输出保护关断脉冲前，各种延时使上下桥臂直通产生的电流远远大于实际设定的过流保护点，从而烧坏MOSFET管。尤其是在温度升高时，LM358的带宽进一步的降低，影响过流保护的响应时间。 由此可证：减小RC值，提高CPU的工作频率，使用高GBP的运算放大器或使用工业级的运放LM258，可以提高过流响应的时间和精确度。 2.3PCB设计 PCB的布局通常是每个桥臂的上下MOSFET并排在一起放置，三个桥臂六个MOSFEF排成一列，电流的取样电阻放置在最边沿