（电力电子与电力传动专业论文）三相电流型pwm整流器的研究.pdf

浙江大学硕 ：学位论文 第一幸 第一章绪论 1 1 课题研究的背景和意义 电力电子技术已成为现代技术中重要的组成部分，并对电能的变换和控制起到了 革命性的贡献。随着半导体集成技术和电力电子器件的迅速发展，电力电子技术的应 用领域得到不断拓展，从家用电器到高压直流输电，电力电子技术已经渗入到人民生 活和国民经济的各个领域。电力电子技术根据用电场合而改变电能的应用方式，即所 谓的变流，使得电能的应用更好的满足人们的需要，并通过功能和性能的提高产生经 济效益和社会效益。因此，电力电子技术被认为是电能应用的优化技术。 除了线性功率放大场合，电力电子装置中的功率器件大多一作于丌关状态，这种 电力电子装置不加控制的扩大应用，带来的一个副作用就是电网的“污染”。例如传 统的由二极管构成的不控整流具有电路结构简单，可靠性高的特点，但是由于从电网 中吸收高峰的脉冲电流，因此网侧功率因数通常较低，且存在输出电压不可调节的问 题。与之相反，由晶闸管构成的相控整流可以获得较宽的输出电压调节范围，而且相 控整流由于采取自然换流方式，无须附加强迫换流电路，因而主电路结构简单，控制 方便，易于实现，技术成熟。但由于输出电压的调节是通过控制晶闸管导通延迟角实 现的，在深控状态下，网侧的功率因数比前者更低，另外电网电压也因晶闸管的换流 作用而产生畸变，网侧电流含有很高的谐波成分，因此电网谐波污染严重，供电质量 受到很大的影响。二极管整流器和晶闸管相控整流器，其运行过程中，网侧电流均含 有大量谐波，而总的功率因数较低，大量应用所导致的电磁兼容问题可能会造成严重 的后果，因此必须加以限制。 环保意识的提高，促使人们在电力电子技术的发展中探索一条“绿色”之路 x 浙江人学硕十学位论文 第一章 r 妒i “ 喾、拦聋竽斗 = n - 一降j 降j 罄卡 壅? i 争誊j t ：i 誊 j 州m = i i 眇卜甄型型i 眇崩糍 南默 g 崮霸季姜键并坫蕊瑚，缆砸硪焉萄碌笫；慵吲蟛f 蒡劐划魏竺鄹赜 纂嵝i 鲤强錾g 蓠摊錾柏镀囊蘩；醮醒基甓尘叁篓叫廷疆貉萋需裂黼黉积黼努为 翩辨药糖拍豢喽臻。嘴璺遑偌觜基蓊计钢雾采鹾毫彭誊m 引厕手出眵制序分成4个手要模块。这些模块之间的层次关系如图3 7 所示。 3 4 22 系统流程 1 熬个系统的运行流程隆l 如图3 8 所示。 1 排油污水监控系统的自检和初始化示意图女图3 9 所示。 系统数据是按时间顺序进行存储的，存每一时刻的每一点，应该有日仅有1 条 记录产牛，系统以时间作为关键值( 主键) ，当数据存储在数据库过程中，若当前时 刻，有两条记录存在，则系统判断数据出错，因此系统每次开机进行数据初始化时， 以及操作人员人为对系统时问进行校正，就需调用数据库清理程序，对数据库中的 整点值记录进行查询，对记录时问人了_ - 当前时间的i 己录则认为此记录为假，应删除。 3 模拟信胁檠约锹际蔽嗜肆薩-当前时间的i己录则认为此记录为假，应删除。 3模拟信弓韵采样控制流程图(盘询方式流程图)如图310所示。 聋竽斗 = n- 一降j降j 罄 卡壅? i i 誊j t ：i 浙江火学硕+ 学位论文 篇一章 1 4 电流型p w m 整流器的技术发展情况及其应用 1 4 1 电流型整流器( c s r ) 研究现状 电压型一直成为p w m 整流器研究的热点，电流型p 1 v m 整流器的应用与研究相对_ 丁 电压型的较少。经过多年的研究，电流型p w m 整流器的研究丰要集中在以下几个方面： 1 4 1 1 电流型p 删整流器的拓扑结构 1 单相电流型p w m 整流器拓扑如图 图卜6 单相c s r 拓扑如图 交流侧r ，l ，c 组成了网侧滤波环节，调制方法可以双极性也可以单极性调制。 2 三相电流型p w m 整流器拓扑图 图卜7 三相c s r 三线六开关主电路拓扑结构 三线六开关三相c s r 交流侧由l 、c 组成二阶低通滤波器，滤除交流侧电流中的 开关谐波：直流侧接大电感，使直流侧电流近似为直流。开关器件由可控器件与二极 管串联组成。该拓扑是最常见，也是应用最广泛，研究最多的一种拓扑。本文中所讨 沦的三相电流型p _ l v m 整流器就是该拓扑。 浙江大学硕士学位论文 第一章 关函数信号驱动主电路，以此达到去除直流电压二次谐波的日的。但这种方法对整流 器的功率因数缺乏考虑，不能有效的保证交流电流的正弦性。而其他有关电流型p w m 整流器在电网不平衡条件下的研究文献，则很少见到。探索电流型p w m 整流器在电网 电压一i 平衡条件f 的控制策略，仍然是一项艰巨的任务。 1 4 2 电流型p 聊整流器的应用 1 在s e m e s 中的应用 近年来国际和国内超导技术都取得了突破性的进展，二十一世纪初超导技术将获 得t r 一泛应用已成为人们的共识。超导储能系统( s u p e r c o n d u c t i n gm a g n e t i ce n e r g y s t o r a g e ，简称s m e s ) 在电力工业有着广泛的商业应用前景“4 。近年来国外的研究 机构，已经开发出了商用小型s m e s 系统( 储能范围为卜6m j ) ，并在电力、军事领 域得到应用。近年来，随着电力工业市场化的潮流和电力电子技术的发展，s m e s 在 电力系统的应用前景非常广阔。 图卜5 为s m e s 工作原理示意图。在正常工作情况下，系统交流电流经大功率整 流器转换成直流注入超导线圈以电磁能的形式存储起来( 永久电流开关s 3 闭合，直 流断路器s 1 和保护开关s 2 断开) ，当电网系统发生需要信号时，存贮在s m e s 线圈的 能量在极短的时1 内经整流器转换成交流电输出以满足系统的需求( s 1 闭合，s 2 和 s 3 断丌) ，当s m e s 系统发生故障时，保护电路工作( s 2 闭合，s l 和s 3 断开) 。 盲流断略器 图卜9s m e s 系统原理示意图 i 鬻蓄 可控s m e s 的变流装置有电流型和电压型两种主电路拓扑结构。与v s i 相比，c s i 提供无功功率的能力更强，使s m e s 线圈承受的电压波动更小，交流功率损失更小， 而且在大功率的应用场合更易实现多桥并联。储能线圈具有电流源特性，采用电流型 整流器的s m e s 系统用于电力系统有功电流，无功电流和谐波电流补偿时，补偿是以 连接超导储能线圈的整流器向电网注入有功电流，无功电流和谐波电流的形式实现 的，电力电子整流器等效为可控的电流源。它能根据电力系统的形势需要( 在电网发 电自动控制、电网负荷峰值时间的电能供应以及改善电力系统稳定性的方面) 发生快 速响应以产生或吸收相应的有功功率、无功功率。以s m e s 线圈为储能元件的c s i 在 电力系统中的应用更为合理。 一 功功率。以smes线圈为储能x 浙江大学硕十学位论文 第一章 2 在电机调速中的应用口9 】 a b c 图卜l o 利用电流型p w m 变流器实现的绕线转子感应电动机调速原理图 在风机水泵类负载中，用电流型p w m 变流器实现的绕线转子感应电动机的调速 系统，既满足了风机水泵类负载的调速要求，又节约了能源，目系统具有效率商、功 率因数接近为l _ o 、系统过流保护能力大大提高、谐波含量小、成本大大降低等特点。 利用电流型p w m 变流器实现的绕线转子感应电动机调速的原理如图卜6 所示。 图中感应电动机的转予电能经二极管整流桥构成的不可控整流器，将交流转子能量变 换成直流，进而由电流型p 1 v m 变流器将直流电能变换成频率为电网频率，且电流幅 值可调、相位可调的交流电能，变换后的电能通过图卜6 中的自耦变压器将转子电能 回馈电网循环使用。整个系统的控制关键为对电流型p 1 v m 变流器控制。 3 在电子模拟负载中的应用哪! 3 8 m ，空流 输 图1 1 1 电子模拟负载应用系统原理图 电子模拟负载应用系统原理见一 = 图，被试电源从工业电网取得交流电能，其输出 1 0 浙江大学硕十学位论文 第一章 为直流。该直流作为系统负载的输入图中的“模拟负载”单元即本文所述系统的核 心部分，主要由电流型p w m 整流器及滤波元件实现，用以取代传统的电阻能耗型负载 它的逆变能量经隔离变压器( t r ) 被实验系统循环使用，以此达到节约能源的同的 该系统除了具有电压型p w m 整流器功率因数高和连续可调的优点外，还能满足输m 电压变化的电源的试验要求。 综上所述，电流型整流器作为一种整流器的基本结构，与电压型整流器样t 叮以 用丁国民经济各部门，尤其是超导技术在电力系统中的应用等方面，电流型多电平整 流器更具优越性。因此，开展对电流型整流器的研究工作具有重要的学术意义和广泛 的商业应用前景。 本文正是在这样的背景下展丌了对电流型p w m 整流器相关技术问题的研究，力图 在解决方法的有效性、可行性和易执行性方面进行一些有意义的工作。 1 5 本文的主要研究内容和研究成果 l 总结了p w m 整流器的技术研究现状 本文分别从拓扑、数学模型、控制方法等方面对电流型和电压型p w m 整流器的技 术现状进行了简单总结，并对电流型p w m 整流器的应用方面进行了详细的介绍。 2 建立了三相电流型p w m 整流器的数学模型。 首先，本文对三相电流型p 删整流器的拓扑结构进行了分析，在此基础上建立了 三相p w m 整流器在三相静止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系下的低频平均 模型和高频模型，同时研究分析了电流型p i j l m 整流器的频域模型，这为进。步深入研 究电流型p w m 整流器提供了理论基础。 3 对三相电压型p w m 整流器和三相电流型p w m 整流器进行了简单的比较 对三相电流型p w m 整流器与三相电压型p w m 整流器从拓扑、数学模型、控制、损 耗、以及单位功率等方面进行了对比分析，得出作为对偶结构的两者在不同的应用情 况下有着各自的优缺点。 4 研究了电流型p w m 整流器的信号发生和控制技术 本文对电流型p w m 整流器的信号发生技术进行了分类归纳，并对几种常见的技术 进行了简单介绍，对三逻辑s p w m 信号发生技术进行了罢 进行了详细的分析，设计了p 工d 真接电流控制的控制环路。 5 对电流型p w m 整流器进行了仿真和实验研究 在理论分析的基础上，划1 皋于三逻辑s p w m 信号的电流型p w m 整流器进行了仿真， 仿真得到很好的预期效果，对实验验汪有很好的指导意义。本文还构造了一台1 _ 5 k v a 的实验装置，分析和设计了整流器主电路、信号调理电路，并进行了开环和闭环实验， 在闭环实验中进行了动态和静态实验，同时给出了实验结果分析。 浙江大学硕l 一学位论文 第二章 第二章三相p w m 电流型整流器的 分析与数学建模 建立数学模型是对p w m 整流器进行理论分析的基础，是研究其工作机理及动态和 静态特性的重要手段。本章首先对三相电流型p w m 整流器的拓扑和9 种开关模式进行 了介绍，然后本章从低频和高频的角度，分别建立了三相p w m 电流型变流器在三相静 止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系的低频和高频模型，为本文后续章节的 研究奠定了理论基础。另外，本章也把电流型p _ l v m 整流器与电压型p w m 整流器进行了 对比研究。 2 1 三相电流型p 删整流器的介绍 2 1 1 三相电流型p w m 整流器的拓扑 三相电流型p w m 整流器( c u r r e n ts o u r c er e c t i f i e r c s r ) 的拓扑结构如图2 1 所示。交流侧是由l 、c 组成二阶低通滤波器，滤除交流侧电流中的丌关谐波； 直流侧接大电感，使直流侧电流近似为直流。开关器件由可控器件与二极管串联组成。 与电压型变流器相似，电流型p _ l v m 变流器具有四象限运行的能力。 l d c n r 图2 一l 三相p w m 电流型变流器的拓扑结构 2 1 2 三相电流型p 删整流器的开关模式 三相电压型p _ l v m 整流器中，要求任意一相桥的上、下桥臂不能同时导通，即直 流侧不能“短路”。而在_ 三相p w m 电流型整流器中，用于直流侧采用了足够大的电感 1 2 塑些奎堂竺= ! 兰堡丝塞 篁：皇 ( e ) 开关模式：5 导通器件：s 3 ，s 4 对应的丌关函数( 阮观) ：一1 ，1 ，o ( f ) 开关模式：6 导通器件：s 5 ，s 6 对应的开关函数( 鼠观) ：o ，一l ，l ( g ) 丌关模式：7 导通器件：s 1 s 4 对应的开关函数( 鼠跣) ：o ，0 ，0 浙江大学硕l 学位论文 第章 ( h ) 开关模式：8 导通器件：s 3 ，s 6 对应的开关函数( 5 包啦兜) ：0 ，0 ，0 ( i ) 开关模式：9 导通器件：s 5 ，s 2 对应的丌关函数( 鼠硒踟) ：0 ，0 ，0 幽2 3 三相电流型p w m 整流器丌关过程的九种开关模式 上图中，开关模式7 ，8 ，9 中对应的丌关函数i 司为零，称为零模式。如何选择三 种零模式，来提高p w m 整流器的性能，将在本文的第三章详细介绍。 2 2 三相p w m 电流型变流器的数学建模 2 2 1 电流型p 删整流器低频下的数学模型 2 2 1 1 三相静止坐标系下的低频模型 对三相p w m 电流型整流器在三相静止坐标系中进行建模是比较基本的一种建模 首先作了以下的假定： 三相电路完全对称。 开关器件是理想的。 浙江大学硕十学位论文 第二二章 l 厂一网侧电流瞬时值； j ，- 一变流器输入电流瞬时值： n 广一交流器电容电压瞬时值，户a ，b ，c ： “三相c s r 直流输出电压瞬时值。 下而对整流器的各个量进行时论。 1 整流器交流侧电流： 低频下只考虑基波分量，设三相丌关函数中基波分量为 卧卅 s i n ( 耐一o ) 。i 。一娶一。) j 。i 。+ 娶一口) j ( 2 4 ) 卜吲 5 ) 卜引 ；屯埘ls i n ( 耐 妨、 一l 3 7 咖( 埘争 2 c s r 网侧电流： 仅在低频模型下考虑，变流器交流侧输入电流为基波电流，设为 即。 。i 。似一中一婴) j 。i 。一m + 婴) j ( 2 6 ) ( 2 7 ) ，。交流侧电流的幅值 巾初始相角 3 电容电雎： 前面讲到三相p w m 电流型整流器交流侧波形可简化成单相p w m 电流型整流器来分 析。下面对a 相的分析，如图a 是其等效电路图，图b 是图a 的单位功率因数变流器 相量图： 浙江大学硕l 学位论文 第二二章 e a ( a ) ( b ) 图2 6 单相p w m 电流型整流器等效电路图及其向量图 若电网电压为： h 计k s j n ( ( o t ) s i n r 0 j t 一堡 、 3 s i n r t + 塾 、 1 由低频相量图2 6 ( b ) 可得电容电压为 m ：旦 咖( e s i n ( t e ) s i n ( 小等- 0 ) s i ( m t + 等- e ) ( 28 ) ( 2 9 ) 4 三相p w m 电流型变流器直流侧电压 对于三相p w m 电流型整流器直流侧波形，只需将三个单相p w m 电流型整流器直流 侧波形叠加即可。 v 如= v a ( 2 _ 1 0 ) l = 口，d ，c 所以，变流器直流侧电压为： 吃= ；咖，篙导 悟 = 等篙已 ( )1 2 ) 结论：由卜式可以看山三相p w m 电流型整流器直流侧的变换具有b u c k 变换器的 特性。 在三相静止坐标系下，三相p w m 电流型变流器的三相电路彼此独立，不存在耦合 关系。式( 2 一i ) ( 2 3 ) 虽仝面描述了j 相c s r 交流侧、直流侧及负载的瞬态电 路特性，但仍然没有解释三相p w m 电流型变流器的s p w m 特性及相关瞬念特性。巨该 模型中有七个状态变量，变量较多，分析控制都比较困难。 q 浙江人学硕t 学位论文第二章 2 2 1 2 两相坐标系下的低频模型 两相坐标系下的数学模型包括两相静止坐标系( n ，b 坐标系) 下的数学模型和 两相旋转坐标系( d ，q 坐标系) 下的数学模型，后者由前者推导而来。其中两相旋 转坐标系( d ，q 坐标系) 卜的数学模型由于状态变量少，可以简化控制系统的分析 通过p a r k 坐标变换，l 口以将i 相静止坐标系变换到两相静止坐标系( n ，b 坐 标系) 。坐标变换将三相变量变为两相变量，降低了系统的阶次，系统的分析与处理 变得相对容易。从三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换为： 妻；】2 鬈 。1 、葛：焉；： i l ；l 。c n ，n l 茎； e z 一。， 从两相静止坐标系到三相静止坐标系的反变换为： d 。 击 卜雕 1 0 1 3 22 13 22 阶乞m ( 2 1 4 ) 将以上坐标变换代入式( 2 1 ) 、( 2 2 ) 整理得到在两相静止坐标系下的状态方程 k 1 5 卢 t 一墨 。 三 。一墨 l 三 o c o 三 c 一三。 三 。一! 三 0o o0 k l 即 心。 v c 8 + o o 1 c 0 0 o 0 1 c 卧 三 oo o 三 。三oo 00 0 0 0oo 0 乞 o o ( 2 1 5 ) 电流型变流器在两相旋转坐标系( d q 坐标系) 卜的数学模型： 假设d q 坐标的q 轴在初始时刻与a 轴重合，则两相静止坐标系与旋转坐标系之 间的变换关系如下： 鬻篡删， 阱搿：鬻料叫列m 塑! ! ：查堂堡堂笪堕塞 塑= ：兰 将式( 21 7 ) 代入式( 22 0 ) 得三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换矩阵为： 氏。咆m ，乜m ，= 4 瑟箸髯， ( 21 8 ) 将式( 21 8 ) 代入式( 2 1 ) ，( 2 2 ) ，对变换阵的求导考虑到时变特性。电流型 变流器在d q 坐标系下的数学捕述为： d 出 f 一 婶 v d v 钾 r 一一 m 上 r m一一 l ! o c o ! c 一!o 工 。一! l 0 一0 i ；d f 钾 v c d v 叼 + o 0 1 - c 0 o 0 o 1 _ c 三 o j l o 兰 上 0o oo o 0 0 0 0 o o 0 勺 o o ( 21 9 ) 斥 式中， o = o ，白- 、垮电网电压的由分量； 卜电网相电压的峰值； 厶、电网电流的幽分量； k 。、k ，一电容电压的由分量； 抽、厶f _ ( ：s r 输入电流的面分量； 甜电网电动势角频率。 直流侧的数学模型不变。 2 2 2 电流型p 删变流器在高频下的数学模型 前述的p w m 电流型变流器的低频数学模型是基于状态空间平均意义上的模型，这 对于控制系统的研究是至关重要的。但是，低频模型忽略了与丌关函数有关的高次谐 波，不能反映变流器的开关过程，因而不能据此深入地讨论变流器本身的工作机理和 调制特性。下面分析三相p w m 电流型变流器的高频模型。 2 2 2 1 三相静止坐标系下的高频模型 在本章的2 2 1 1 中引入三值逻辑开关函数s ，目定义 f 1卜- 桥臂导通 s = o 卜下桥臂全通或关断 ( f = 口，6 ，c ) l 一1下桥臂导通 p w m 电流型变流器交流输入侧电流与直流电流的关系为o “： = t s ( i 2 a ，b ，c ) ( 2 2 0 ) 浙n ：大学硕l 学化论文第二章 k 鲁= 呈( 峨小t 吃一吒 哮+ 越也= 白一心 l m i q 删d 咱飞 c 鲁+ 础。寸鹕 c 鲁斌_ 咆彬。 ( 2 2 5 ) ( t 岛，t s 。) ，冈而三相c s rd q 模型仍具有非线性的特性，并且是一个耦合系统。 2 2 3 电流型p 删变流器在高频下的频域模型 频域模型是从变流器的调制机理出发，在频域建立的变流器的高频模型。本章的 阱h 矧 z e ， ( 2 2 7 ) 由式( 2 2 6 ) 可得_ 逻辑信号与三逻辑信号的对应关系。可见三逻辑s p w m 信号 实际上就是i 相电压型变流器的线电压波形。电压型变流器的8 种开关状态转化为三 值逻辑p w m 有9 种开关状态组合，其中# 7 # 9 是“零状态”开关组合。如表1 所 ，l_i_lil_j o j 1 d 1 0 1 o 0 -_-_【 i 1jp 浙江大学硕 学位论文 第二章 表1 电流型变流器的开关状态 电压型二值逻辑信号电流型三值逻辑信号 电流型导通对应于图 元件 2 3 中的开 关模式 尤 尤丑ss 上管 下管 + l十110+ l 1 s 。s 。 l + i1+ l + 1 1 0s s 6 2 + l一11+ 10一ls s 2 3 一l+ l+ 110 + l s ； s 。4 l 十1 一l l + 1 0 s 。s 4 5 一ll+ 10一l+ ls 。 s 6 6 一l1ls ， s d 7 + l 十1 + 1 0oo s ，& 8 s ；s 。 9 乍三相二逻辑丌关函数，通过式( 2 一z 6 ) 转变为三逻辑开关函数可以满足电流型p w 吼 变流器的要求，如图28 所示。 图2 8 自然采样三逻辑s p w m 调制方法 两个调制波信号m 。( l ) 和m 。( t ) 互差2 3 ，表示为： j 】l 彳。( f ) = q hc o s ( k f + 蛾，) ，仃( 22 r ) m ：o ) = 瓯c o s 眠耐等+ ) j 其中，u2 2n t ； 巾。调制波的相位； k 。m ：调制波频率，为传输频带内的任意整数； q “调制波幅值，不大于三角载波幅值。 浙江大学硕i ：学何论文第二章 三角载波信号以c 为脚标，幅值设为n 2 ，频率为k 。c o ，相位为巾， 对s p w m 做二重傅立叶分析得如图2 8 所示的s p w m 输出的傅立叶表达式为： f ( t ) = f c k c o s ( k t + 巾k ) ( 22 9 ) 局 二逻辑信号e ( t ) 通过下式获得： e ( f ) = o 5 f ( 0 一压( f ) ( 2 3 0 ) 将式( 2 3 0 ) 带入式( 22 9 ) 可得： k ( f ) = h c o s ( 女以+ 丸) 一c ：t s ( 枞+ 屯) 忙1 ( 2 3 1 ) = c o s 耐+ 屯) 得到三逻辑s p w m 输出波形由以下三种信号组成： ( 1 ) 输出信号k = k 。时， c k = 兰3 既 ( 2 3 2 ) 嗾。詈+ 阡参盱滩1 s 。，s 。，直流侧电流为 ( 23 3 ) 当k = m k 。( m = 1 ，2 ，3 ，一) 时 己= o 5 ( 己一e ：。) ；0 5 ( 兰j 。既) s i n ( 等) m 破一竺j 。) s i n ( 等) m 霞) 玎z惭z 墨0 ( 23 4 ) ( 3 ) 边带谐波 当七= 历缸1 切时( m = l ， 2 ，3 ， 。；n = 1 2 。) 浙汀大学硕i 学悔论文 第一章 厶= o 5 ( 己。一乞。) = 。5 ( 筹 q - ) s j n ( 竺芋旦) 咖纯+ n 纸) 一争( 川吣i n ( 学脚一n 净 心。3 别 = 羔- ，。既) s i n ( 塑专堕) 【( m 兜+ n 纰) 一 欢+ n 纸一n 争】 当n 为3 的整数倍或( m + n ) 为偶数时c ，产0 考察式( 2 3 3 ) 发现，经过二逻辑s p 哪信号到三逻辑s p w m 的变换后，变流器交 流侧电流的基波分量在相位上滞后于调制波信号，失去了二逻辑s p w m 调制的传输线 性。这种由于阔制本身带来的非线性常常给反馈控制的引入带来困难。为此采用解耦 预处理的方法。”1 ，控制框图如图2 9 所示。 图2 9p w m 电流型变流器三逻辑p i i m 控制框图 从三相调制波信号( s 。- ，s s m ) 到( s 。，s 。，s 。) 的解耦预处理变换矩阵为 引书- 倒 。s ， 式中， d 为解耦预处理变换矩阵。 浙江人学硕十学何论文 第：幸 吲专卅 蚓引 ( 23 7 ) 1 3 。将式( 2 3 7 ) 代 ( 2 3 8 ) 血型掣鱼：o( 2 3 9 ) 卧参h 到 浯a 。， 经过上述解耦预处理，电流型s p w m 变流器可以看成三个独立的线性放大器。值 得注意的是在s p w m 调制中，( s 。，s 。s 。) 的幅值不大于1 ，否则，将进入过调制区。 这一范围对应的( s 。，s 。) 的幅值为j 。所以，电流型s p w m 变流器的最大交流 2 3 电压型变流器与电流型变流器的比较 2 3 1 拓扑的比较 图2 一l o三相c s r 拓扑 相v s r 拓扑 1 3 斗。一。一，：一。：j； o ，o o一3 23。一， 。o o 23。一3。一3 生彤 生珥 = 皇 乞屯 浙江人学硕十学位论文 第一章 根据电力电子中对偶定理，两者的拓扑为对偶结构。，包括：器件的对偶( 例如 电容与电感的对偶) ，结构的对偶( 例如在三相c s r 中t g b t 与二极管串联，而在三相 v s r 中i g b t 与二极管并联) 。三相c s r 中网侧的l 、c 组成了二阶滤波环节，丰要作 用是滤除网侧的电流谐波，因而使得控制系统的设计更加复杂。直流侧j 相c s r 采用 大电感储能，冈此当丌关频率足够高时，可以近似认为c s r 直流侧电流小变，等效为 电流源。直流测三相v s r 采用大电容储能，当丌关频率足够高时，可以近似认为v s r 直流侧电压不变，等效为电压源。 2 3 2 开关模式的不同 二相电压型p 1 v m 整流器每相桥臂共有两种开关模式对应的是两逻辑开关信号 ( 1 ，1 ) ，共有2 3 = 8 种开关模式，在本章2 1 1 。 j 提到三相p w m 电流型整流器对应 三逻辑开关信号( 1 ，o ，一1 ) ，共有9 种开关模式。 2 3 3 从数学模型的角度比较： 以高频频域模型为例： 三相电压型p w m 整流器： 电压型s p w m 的调制波信号表示为： m ( f ) = 既c o s ( 心甜+ 嗾) ( 24 1 ) 其中，u = 2 t ：调制波频率，为传输频带内的任意整数； q “调制波幅值，不大于三角载波幅值。 i 角载波信号以c 为脚标，幅值设为n 2 ，频率为k ，相位为夺。 对s p w m 做二重傅立叶分析得s p w m 输出的傅立叶表达式为： f ( t ) = 罗c kc o s ( k “j t + 巾k ) ( 24 2 ) 筒 式中，幅值系数c 。除以下情况外均为零。 ( 1 ) 输出信号 当k = k 时 ，f c k = 兰qk 。 ( 24 3 ) 巾。= 中。 式中，= o 。为幅度调制比，e 为变流器直流侧电压的1 2 ，输出信号的相位与 兀 调制波相同。信号被线性放大，放大倍数为直流侧电压与载波峰峰值之比。因此，电 压型s p w m 变流器叫以看成为一个大功率的线性放大器。 ( 2 ) 载波谐波 当k = m k 。：( m = l ，2 ，3 ，一) 时 c 。；竺j 。( m o 。) s i n ( 警) ( 24 4 ) 浙江人学硕十学位论文 第二二章 j 0 ( x ) - 薹( _ 1 ) 1 茄面 c 。：竺j 。( m q 。) s i n 【( m + n ) 刍 ( 2 4 5 ) l 2 荟( - 1 ) ”f 靠 j 。( ) 为n 阶贝塞尔函数。边带谐波的频率为k 。2 k 。、k 。t 4 k 。、 2 k 。k ，、2 k 。3 k 。，其相位同时依赖于调制波相位和载波相。 2 3 4 从功率的角度来分析： 锥1 1 浙江人学硕十学位论文 菊二章 e 。裁龇e a 。划s 图2 1 1 ( a ) 电压型变流器等效电路 ( b ) 电压型单位功率因数变流器相量图 若电网电压为： | c a l le b f = e 。 蚓 s i n ( ( i ) t ) s i n ( 舭婪) s n ( 吣娶) 则，三相开关函数基波分量为 一m 陋小争。， s i n ( 叭等_ 0 ) 若载波幅值为1 ，则m 为幅度调制比。 变流器交流侧电压基波为： s i n ( ( o t e ) s i n ( 舭警0 ) s i n ( m 等_ o ) 不考虑电路损耗，变流器交、直流侧满足功率守叵 、h v 。l 川i bi = v d c i d 。 h 变流器交流侧电流与电网电压相位一致，记为 s i n ( ( o t ) s i n ( m i _ 拿) s 喇+ 警) 综合式( 2 4 6 ) ( 2 5 1 ) 得变流器直流侧电压为： ( 2 4 7 ) ( 24 8 ) ( 2 4 9 ) ( 25 0 ) ( 2 5 1 ) 南 阡 浙江人学硕+ 学位论文 第二章 v ( i c = 南 5 2 ) 与式21 2 比较可知：电压型变流器直流电压输出与幅度调制比成反比，具有升 压的特性；而电流型变流器直流电压输出与幅度调制比成作比，具有降压的特性。 2 3 5 从控制的角度来分析： 在v s r 中通常直流侧的电流作为问接的被控制量；而在c s r 中通常直流侧的电流 作为直接的被控制量，因而r 乜流动态响应较快。“1 。 2 3 6 从功率损耗的角度来分析： 三相c s r 通常是i g b t 与功率二极管两个电力电子器件串联组成一支桥臂，而i 相v s r 的一支桥臂只需要i ( ；b t 一个电力电子器件，这样的话就造成同样功率等级中 三相c s r 的器件的功率损耗较三相v s r 高，另外通常三相c s r 直流侧滤波电感内阻也 有相当大的功率损耗。但是，随着具有双向阻断能力的( n p t ) l g b t 的发展，c s r 桥 臂中将不需要串联二极管：另外，随着超导技术的成熟应用，电感功率损耗的问题电 能解决，c s r 的功率损耗将大大降低。”。 2 4 本章小结 本章是变流器分析的理论基础。 本章建立了电流型s p _ l v m 交流器的低频和高频数学模型。低频模型忽略了器件的 开关动作，从“平均意义”上反映变流器的工作，是“宏观”模型，可以看成理想的 “放大器”。 为了更加全面地反映变流器的工作，本文从频域模型，即从调制机理出发，对电 流型变流器进行研究。频域模型是从器件丌关出发的“微观”模型。在频域模型分析 下，变流器可以理解为一个实际的大功率“放大器”，这样变流器的传输特性、输出 带宽、交流增益等特性可以得到直观的理解和定量的分析。 最后本章对三相电流型p w m 整流器与三相电压型p 1 i y m 整流器从拓扑、数学模 型、控制、损耗、以及举位功率情况下进行了对比分析，得出作为对偶结构的两者在 不同的应用情况下有着各自的优缺点。 浙江人学顾十学位论文 第三章 第三章三相电流型p w m 整流器的 信号发生与控制 二相电流型p w m 整流器( c s r ) ，若要实现其交流侧电流的p w m 控制，则任一瞬间 上、下侧桥臂各只有一个功率管导通，且不存在同一侧桥臂( i ：侧或下侧) 同时有两个 功率管导通的情况。这样，若研究三相c s ri 司一桥臂上、下侧功率管的通、断情况， 则存在上侧功率管导通而下侧功率管关断、上侧功率管关断丽下侧功率管导通、上下 侧功率管全导通或全关断共计叫种情况，定义为三值逻辑开关函数。本章就对于三相 电流型p w m 整流器的信号发生和分配技术进行研究。在此基础上，对三相电流型p w m 整流器的间接电流控制和直接电流控制进行了理论分析，并对直接电流控制环路进行 了设计。 3 1 三相电流型p w m 整流器的信号发生和分配技术 3 1 1 三相电流型p 删的调制方法分类： 三相电流型p 1 i v m 信号的调制方法可以分为两种：一种是在线调制，一种是非在线 调制。常用的s p m w ，s v p w m 属于在线调制，而特定消谐和基波幅值控制属于非在线调 制。在上一章中阐述了三相c s r 三值逻辑p w m 信号发生技术，这种信号发生技术实际 上是基于i 角载波p w m 的信号发生模式。与三相v s r 类似，还可以采用空间矢量p w m ( s v p w m ) 技术实现三相c s r 的p 1 】| ! m 控制。另外，由于电流型整流器中存在着l c 滤波 器，整流器交流侧电流的谐波会引起l c 滤波器的振荡，这样的特定谐波消除p w m ( s h e p w m ) 技术在c s r 中也有着一定的应用前景。 1 s p w m 技术在三相电流型整流器中的应用 由于在本文的第二章已经进行了详细的介绍，在此就不再赘述。 2 s v p w m 技术在三相电流型整流器中的应用 设三相c s r 交流侧电流瞬时值分为，当采用“等量”坐标变换时，可将三 相静止坐标系( a ，b ，c ) 变换成二相静止坐标系( a ，卢) ，且( a ，卢) 坐标系中的三相 c s r 交流侧电流瞬时值可表达为： 阶詈 式中，a 轴与a 轴重合。 上式同样可由复平面( “，卢) 电流矢量描述，即 ( 31 ) 五丁 1 2 一 一 。一：拓一： 一l 0 浙汀大学硕士学位论文 第二_ _ 三章 j ：+ ，f m = 要纯，+ ，j + f 。：e 了) ( 3 2 ) 若只考虑三相c s r 交流侧对称基波电流，且令 = l 1 。c o s n o ：，f ，。c 。s 似娶) ( 3 3 ) ：，。c o s + 冬) 式中。一c s r 交流侧基波电流峰值。 将式( 3 一：j ) 带入( 3 2 ) 得到 ，= ；m c 。s n ”+ c 。s c n ”一等，e 等j + c 。s c n ”+ 等，e 等 c 。一t ， 式( 3 4 ) 表明：三相对称基波电流可以由一空间同步旋转矢量描述。 再研究一卜三相c s r 空间矢量的构成。由于三相c s r 采用三值逻辑p w m 控制，则 山表2 1 可得不同开关函数( s a ，s b ，s c ) 组合的电流空间矢量，其构成如图3 1 所示。 b a c d 】 b c b 、 c c ) c d a a ) s a = 1 ，s b = o ，s c = 一l b )s a ：0 ，s b = l ，s c = 一1 c )s a = 一1 ，s b = 1 ，s c 二( ) d ) s a = 一1 ，s b = o ，s c = le ) s a ：o ，s b = 一1 ，s c = 1f ) s a = 1 ，s b = 一l ，s c = 0 图3 1 三相c s r 空问电流矢量的构成 显然，除上图以外的丌关函数组合均为零状态组合，由于对应电流矢量的模为零， 故称为零电流量。由于任一开关导通时流入丌关的电流幅值均为t ，则由图3 一l 易得 三相c s r 空间电流欠量的模值为： 1 = ( k 2 l ，2 ，9 ) ( 3 5 ) v o 因此，i 相c s r 空间电流矢量分布如图3 2 所示： 浙江大学硕，| 学位论文 第二章 叫i一， xc y 一r e 、 ( 1 ( 。l 叭) ( o 1 1 、 图3 2 三相c s r 空间电流矢量分布图 i 相c s r 空问电流矢量可捕述为： r r h 一马， l ：j 素t 8 3 6 “ = 1 6 ) ( 3 6 ) k ，8 ，9 3 s h e ( s e l e c t e dh a r m o n i ce 】i m i n a t i o n ) p w l l l 在三相电流型整流器中的应用 由于特定凿波消除s h e p w m 方法优点很多”3 ，所以自提出以来一直倍受重视， 然而该技术应用的最大障碍是消谐模型的求解。每个器件的，1 二关时刻都由一组非线性 方程组的开关角度解决定，这些角度解可以事先计算好并在运行时查表得到。由于方 程组的非线性和超越性，使得该计算非常复杂，限制了该技术的应用。文献”介绍了 c s r 中通用的s h e p w m 方法，但足只能消除低次谐波，文献“”提出了一种基于v s r 的 s i ep w m 方法，但是需要用到许多的逻辑单元，实现起来十分复杂，总之s i ep w m 应 用到c s r 的研究还比较少且尚需要改进。 本文中 x 浙江人学硕+ 学位论文 第二章 岛 岛 e c 卜 l l l 卜 一 】：i i vvv i p c | p 口 岛 如 图3 5 三逻辑s p w m 调制的最小，r 关顺序图 3 1 3 三逻辑s p 聊调制方式的数字实现 在理论上，电流型p 州整流器可以经过双极性二逻辑电压型p w m 整流器的调制转 化。但是在实现方法上，三逻辑s p w m 调制要比二逻辑的复杂得多。其中零矢量的判 别和丌关信号的分配是i 逻辑s p w m 调制实现的难点。已有的文献采用在整流器的负 载端并联一个开关管，并用模拟器件搭建零状态取值的逻辑判别单元电路来解决这一一 难题“，实现复杂，而且成本商。也有的文献“”尝试利用数字技术实现三逻辑p w m ， 但却用到了多个d s p ，同样浪费了资源和成本。本文充分挖掘d s p 的功能，先利用d s p 固有的内部硬件资源实现v s r 的二值逻辑s p w m 信号，然后通过捕获二值逻辑信号的 上升、下跳沿来分配电流型p w m 整流器的i 值逻辑s p w m 信号，按照一个丌关周期内 开关管切换次数最少的原则分配零矢量，可以得到图3 5 所示的驱动信号分配图。可 以看出，这种信号分配和实现方法使得在正弦波分成的六个区域内，均有一个开关管 保持直通，大大减少了开关损耗，还有效地利用了d s p 的系统资源，简化了控制过程， 节约了硬件成本。 3 x 浙江大学硕十学位沧文 第二三章 目的一般是保持f 。的恒定。外环调节器的输出为单相c s r 网侧峰值电流指令，将 匕与同步信号( 单位幅值正弦波) 相乘，即得到网侧电流指令信号，由e 及组成 交流电流控制环，其目的是要求网侧电流f 。跟踪给定电流，也即实现了网侧电流对 网侧电压的相位跟踪。 2 控制器的设计 当p 1 i v m 开关频率远高于单相c s r 电网基波频率时，若忽略c s r 交流测电流中的谐 波分量，即只考虑基波分量，此时对应的控制系统的传递函数结构如图3 9 所示 图3 9 单相c s r 直接电流控制闭环传递结构 r i l ( s ) ，r i 2 ( s ) 一电流内，外环控制器a i l ，a i 2 的传递函数 k p 删一a 相c s rp w 比例增益，m 一调制比 当电网电动势稳定时，可忽略电网电动势e s ( s ) 扰动对控制系统的动态影响，此 时图3 9 得以简化。简化的结构如图3 1 0 所示 图3 1 0 忽略e s ( s ) 扰动时的简化双环传递结构 ( 1 ) 电流内环控制器的设计 首先，对电流内环进行简化。若合理设计单相c s r 交流侧滤波参数，即使l c m ； 1 成立，有： 1l l c j 2 + 月c 0 + 1r c i + 1 式中啦为电流内环截j = 频率。 电流内环控制器r i l ( s ) _ 以设计为： 吃( 。) ：上 百1 s 式中t 电流内环控制器积分时间常数 ( 3 9 ) ( 3 1 0 ) 浙江大学硕十学位论文 第二章 流外坏传递函数。( s ) 为 。m 一劬r 亿+ 云) 州 。o ) 4 i 了南 z l 。一5i 厶k l 5 + ” ( 3 2 0 ) 若采用典型i i 型系统设计，日中频宽h = 5 ，则电流外环p i 调节器参数j - 整定为 l ：1 帜c 一兰 尺 ( 3 2 1 ) 耻一彘( 1 0 丧) 3 3 用d s p 实现三相电流型p 1 m 整流器的控制 本实验中，控制信号的产! 卜是用d s p 控制器t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 a 来完成，下面就对该 型号d s p 以及产生信号的具体设计进行详细说明。 3 3 1d s p2 4 0 7 简介 t i s 3 2 0 系列d s p 包括：定点、浮点、多处理器数字信号处理器。t m s 3 2 0 系列d s p 的体系结构专为实时信号处理丽设计，浚系列d s p 控制器将实时处理熊力和控制器外 设功能集于一身，为控制系统应用提供了一个理想的 x 浙江夫学硕十学佩论文第二幸 8 通道输入a d 转换器或一个1 6 通道输入的a d 转换器。 控制器局域网络( c a n ) 2 o b 模块。 串行通信接【_ l ( s c t ) 。 1 6 位的串行外设接口模块( s p i ) o 基于锁相环的时钟发生器。 高达4 0 个可单独编程或复用的通用输入输出引脚( g p l 0 ) - 5 个外部中断( p d p i n t 、复位和两个可屏蔽中断) 。 电源管理包括3 种低功耗模式，并且能独立将外设器件转入低功耗模式。 3 3 2 三相电流型p 删整流器控制的数字实现 在模拟系统中p i 控制的控制规律为“： 比) _ 耳卜舟叫 z z ) 其中，俐一控制器的输出信号： p r 一控制器的偏差信号，是给定值与测量值之差； 晦一控制器的比例系数； 7 j 一控制器的积分时间。 由于计算机控制是一种采样控制，它只能根据采