（微电子学与固体电子学专业论文）光伏并网发电数据采集系统的研究.pdf

摘要 电力监测是并网发电的一项重要技术，是提高并网输出的效率与 质量的前提条件。 本文探讨了光伏并网发电的电力监测的数据采集。我们采用非接 触式的霍尔传感器用来现场数据采集，使监测与被测系统得到了很好 的隔离。在测量方法上我们主要是考虑测量的实时性，故采用周期测 量法和数字测相法测量频率与相位，直接高密度采样比较法测量交流 电幅度，既保证了实时胜又具有较高的精度。 关键词：并网发电霍尔传感器周期测量法数字测相法 a bs t r a c t i n s p e c t i o no fe l e c t r i cp o w e ri sai m p o r t a n tt e c h n o l o g yw h e np vp o w e r s y s t e mi sb e i n gc o n n e c t e dt oac o m m e r c i a le l e c t r i cp o w e rn e t i tw i l li m p r o v et h eo u t p u tq u a l i t ya n do u t p u te f f i c i e n c yo ft h e p vp o w e rs y s t e m i nt h i st h e s i s ，w ew i l ld i s c u s st h e t h e o r yo fi n s p e c t i o no f e l e c t r i cp o w e rf o rt h ep vp o w e rs y s t e mb e i n gc o n n e c t e dt oa c o m m e r c i a le l e c t r i cp o w e rn e tt oi m p l e m e n tai n s p e c t i o ns y s t e m o fe l e c t r i cp o w e r k e y w o r d s ：h a l ls e n s o r ，p e r i o d m e a s u r e m e t h o d ，d i g i t a l p h a s i cm e a s u r em e t h o d 第一章绪论 环境意识和能源问题将使今后用电方式出现相当大的变革，：绿色能源正在 成为一种新型的大众化用电方式。 近年来我国光电技术应用领域在不断扩大，已经涉及诸多方面。光伏发电 在解决偏远无电地区供电及许多特殊场合用电上已十分引人注目。 光电发电系统与网电并网，是新能源从目前作为补充能源，逐步过渡到 替代能源的必经之路，所以是当今先进国家研究和应用的热点，是光伏发展的 重要方向。光电系统与网电并网，即可解决发电不连续和不稳定的缺点，又可 省去蓄电池储电系统，白天发的电用不了，可送入电网，晚上或阴雨天再用电 网的电。根据测算，如使用单晶硅电池，其系统投资额为每千瓦装机容量6 万 元，较独立运行系统8 万元低2 5 。并网运行的光伏发电成本约每千瓦小时1 6 元，较独立运行发电2 6 元低3 8 。如使用非晶电池可在此基础上相应再降低 约1 4 成本。由此可见在有电网的地区，光伏发电系统采用并网运行后，可明 显降低发电系统的初始投资和发电成本，发电系统的运行维护也更为简单，从 而有利于光伏发电系统的大规模推广应用。 为了保证高品质的电力馈入电网而不污染网电，光伏电站必须保证使发电 系统的输出电压与电网电压在频率、相位和幅值上保持高度一致，而且发电系 统和电网间功率能够双向调节。这就牵涉到功率因数校正、大功率变换以及高 稳定性系统设计等技术，这正是当前各个国家研究的热点。 太阳能并网发电在不少国家已经有很大发展，日本、美国、德国等先进国 家，已实施日本“新阳光计划”、美国“百万屋顶计划”等，国内这方面的研究 开发应该说还是处于起步阶段，本文探讨了如何监测太阳能光伏并网发电的几 种参数和并网发电的双向计费问题。 并网发电要求对功率因子等作实时调整，因此并网的参数需要实时监控， 这些参数有：逆变器输出电压幅度，输出频率，电流波形失真度，三相相位关 系。电压幅度显然必须符合商用电网的标准，电器的使用电压基本上都和商用 电网一样；频率也要符合商用电网的标准，频率不匹配，就会产生相位差，导 致电压的波动，波形的畸变，而且有一些电器是假定商用电网的频率是标准频 率；电流波形失真度主要是和高次谐波有关，失真小，说明高次谐波也少；三 相电的相位关系也很重要，比如三相电动机等电器就是利用相位关系工作的： 这些参数关系到电站的电力输出质量；逆变器的输出功率，用户消耗功率。实 际上我们只要能实时监视电流、电压，通过适当计算就能获得全部参数， 作为并网发电的探索性工作，本文讨论了对单相电流电压各项参数的监测 方法，双向电压之间的相位监测方法。由此就比较容易推广到三相电时的情况。 第二章是系统概述，总体描述了系统需要实现的功能以及实现的大致框图。第 三章到第六章讨论了如何具体实现各项监测功能。 第二章系统概述 2 1 系统设计框图 系统框图如图2 1 图中ua ，i a , u b ，l b 分别表示需要监测的逆变器输出和外网的电压、电流。 整个系统主要分为三部分，第一部分为现场数据采集以及采集数据的传送。 为了尽可能的不影响被测系统，我们采用非接触式的霍尔电流( 电压) 传感器， 传感器采集的数据采用电流传送的方式，尽可能的保持信号不衰减，不变形。 第二部分为各个参数监测电路，根据传感器采集的数据经过去除干扰，适 当处理后实时监测被测量系统的各项参数。这一部分我们考虑方法与电路结构 时，在保证一定精度的前提下，主要考虑处理速度，保证监测的实时性。图中 虚线框部分用f p g a 实现。 第三部分为计算机，包括计算机接口。各项数据经过处理后全部集中，由 计算机再统一处理。 图2 1 系统框图 4 2 2 计算机接口 本系统所有采集的数据最后由计算机实时处理，这就需要一个高速畅通的 与计算机连接的通道。虽然计算机接口是一个比较大的主题，但是由于它不是 本系统设计的主要任务，因此不再单独列章讨论计算机接口问题，而在此说明。 比较了几种数据采集卡以后，最后采用了台湾a d l i n k ( 凌华) 公司的 p c i 7 2 0 0 数据采集卡作为和计算机通信的接口。 p c i 7 2 0 0 是a d l i n k 公司生产的一种基于p c i 协议的数据采集卡，主要性 能指标如下，采样速度可达1 2 m b s ，高速的3 2 通道数字输入、3 2 通道数字输 出，主要特点如下： 3 2 位p c i 总线带有主控d m a 功能 3 2 个数字量输入通道 3 2 个数字量输出通道 最高1 2 m b s 数据传输速率 板上带有内部定时器触发 输入采样频率与输出频率由内部定时器控制 板上带有提供给数字输入与输出的f i f o 提供握手数据传输方式所需的a c k 与r e q 信号 紧凑的半长卡结构 孔式d b 一3 7 型连接器 可见这是一块高性能的数据采集卡，由于它提供了握手信号传输方式，从 而使得用f p g a 很容易实现与它通信。数据采集卡握手信号一共有2 组4 条信 号线。如图2 2 所示。 ，耻q - d 外 部 ? c i ? 2 0 0 数 1 i c k0 数 据 据 收 采 炭 集 器 她q j 、卡 c ki 图2 2 数据采集卡的的握手信号 第组r e q _ o 和a c ko ，数据采集卡用这两个信号来实现数据输出握手。 数据采集卡输出数据时的握手信号时序图如图2 3 ， 剐阳i门i ： ： ： ： 虻如 厂厂 图2 3 数据采集卡数据输出握手信号时序 数据采集卡发出信号r e qo 要求外部接收器接受数据，接收器收到这个 信号后立即接收数据据，并发出a c ko 信号，告诉数据采集卡数据已经收到。 第二组r e q 和a c ki ，数据采集卡用这嚣个信号来实现数据输入握手。 数据采集卡输入数据时的握手信号时序图如图2 4 。 髓日_ i c k j m ；阳i ： ： ： 厂厂 图2 4 数据采集卡数据输入握手信号时序 外部数据发送器发出r e q l i 信号，告诉采集卡输入数据已经在数据线上， 准备接收，采集卡接到r e q j 信号后，马上接收数据，并在接收完后，发出 a c k _ i 信号，数据发送器接收完毕，于是发送器又让r e qi 信号回到低电平。 根据以上时序关系，数据采集卡通信的f p g a 内的通信程序如下： m o d u l e c o m ( a c k _ o , r e q _ o ，a c k _ i ，r e q _ i ，d i n , d o ) ； i n p u ta c k _ i ，r e q _ o ，d 1 n ； o u t p u ta c k _ o ，r p , e q a ，d o ； r e g 【31 ：o d i n ，d o ；t e m p i ； r e ga c ki ，a c k _ o ，r e q - _ i ； a l w a y s ( p o s e d g er e q _ o ) b e g i n t e m p l = d i n ； a c l ( _ 0 。1 ； c a s e ( t e m p i ) c o n l ：d o = d a t a l ； c o n 2 ：d o = d a t a 2 ； c o r m ：d o = d a t a n ； e n d c a s e r e q _ i = 1 ； e n d a l w a y s ( p o s e d g ea c k _ i ) r e q _ i = 0 ； e n d m o d u l e - 7 一 第三章数据采集 要精确测定电流电压的幅度、频率、相位和功率因子等就必须尽量减少测 量系统对被测系统的影响。我们采用霍尔电流电压传感器作为采集电流电压的 传感器。霍尔电流电压传感器是种利用霍尔效应工作的非接触式传感器，具 有精度高、线性好、频带宽、响应快、过载能力强和不损失被测电路能量等诸 多优点，并且已经有比较成熟的工业产品。国内生产厂家有南京茶花电子等， 国外有西门子等。为了减少信号长距离传送的衰减与变形，信号采用电流传送， 而不是电压传送。 3 1 电压电流传感器 3 1 1 霍尔效应与霍尔板 把通以电流的半导体放在均匀磁场中，则在垂直于电场和磁场的方向产生 横向电场。这种现象称为霍尔效应。所产生的电场称为霍尔电场。 霍尔板是利用霍尔效应把磁场转换成电压的基本器件，是霍尔电流电压 传感器的核心部件。采用电阻率较高的半导体制成的薄矩形板。 图3 1 如图l l 所示，板上有4 个欧姆接触点。电流i 通过接触点c c 。和c c ：，当 与板面垂直方向存在磁场时，在接触点s c ，和s c ：之间产生霍尔电压 。型 式中卜_ 霍尔板的厚度； 卜偏置电流： 卜磁感应强度口在垂直于板面方向的分量。 霍尔板通常是采用高电阻率的半导体材料制成簿板状。 3 1 2 霍尔电流电压传感器 霍尔电流、电压传感器变送器模块具有优越的电性能，是一种先进的、能 隔离主电路回路和电子控制电路的电检测元件。它综合了互感器和分流器的所 有优点，同时又克服了互感器和分流器的不足( 互感器只适用于5 0 h z 工频测量； 分流器无法进行隔离测量) 。利用同一只霍尔电流电压传感器变送器模块检测 元件既可以检测交流也可以检测直流，甚至可以检测瞬态峰值，因而是替代互 感器和分流器的新一代产品。霍尔电流、电压传感器变送器具有如下特点： 可测量任意波形的电压和电流。霍尔电压、电流传感器变送器模块可以 测量任意波形的电流和电压参量，如直流、交流和脉冲波形等。也可以对瞬态 峰值参数进行测量，其副边电路可以忠实地反映原边电流的波形。这一点普通 互感器无法与其相比，因为普通的互感器一般只适用于5 0 h z 的正弦波； 精度高。一般的霍尔电流电压传感器变送器模块在工作区域内的精度优 于1 ，该精度适合于任何波形的测量，而普通互感器精度一般为3 5 ，且 只适合于5 0 h z 的正弦波形； 线性度优于0 1 ； 动态性能好。一般霍尔传感器变送器模块的动态响应时间小于l1 9 s ， ； 跟踪速度；高于5 0 a us ； 讲 霍尔电流电压传感器变送器模块以其优异的动态性能为提高现代控制系 统的性能提供了关键的基础( 无感元件) 。一般普通互感器的动态响应时间为 1 0 2 0us ，这显然已不适应工业控制系统发展的需要( 感性元件) ； 工作频带宽。可在o l o o k h z 频率范围内很好地工作； 过载能力强，测量范围大( 0 6 0 0 0 a ) ； 可靠性高，平均无故障工作时间大于5 1 0 4 小时； 尺寸小，重量轻，易于安装且不会给系统带来任何损失。 霍尔传感器变送器的工作原理 霍尔电流、电压传感器是根据霍尔原理制成的。它有两种工作方式，即磁 平衡式和直测式。霍尔电流、电压传感器一般由原边电路、聚磁环、霍尔器件、 次级线圈和放大电路等组成。图3 2 所示为霍尔电流、电压传感器变送器的 工作原理。 i p ii| 图3 2 霍尔电压电流传感器的工作原理 1 ) 直测式电压电流传感器( 开环式) + 电源 一电源 公共地 当电流通过一根长导线时，在导线周围将产生一磁场，这一磁场的大小与 流过导线的电流成正比，它可以通过磁芯聚集感应到霍尔器件上并使其有一信 号输出。这一信号经功率放大器放大后直接输出，一般的额定输出标定为4 v 。 2 ) 磁平衡式电压电流传感器( 闭环式) 磁平衡式电压电流传感器也称补偿式传感器，即主回路被测电流i p 在聚磁 环处所产生的磁场通过一个次级线圈电流所产生的磁场进行补偿，从而使霍尔 器件处于检测零磁通的工作状态。 磁平衡式电流传感器的具体工作过程为：当主回路有一电流通过时，在导 线上产生的磁场被聚磁环聚集并感应到霍尔器件上，所产生的信号输出用于驱 动相应的功率管并使其导通，从而获得一个补偿电流i 。这一电流再通过多匝 绕组产生磁场，该磁场与被测电流产生的磁场正好相反，因而补偿了原来的磁 场，使霍尔器件的输出逐渐减小。当i ，与匝数相乘所产生的磁场与i 。和匝数相 乘所产生的磁场相等时，i 。不再增加，这时的霍尔器件起指示零磁通的作用， 此时可以通过i 。来测试i ，。当i ，变化时，平衡受到破坏，霍尔器件有信号输出， 即重复上述过程，最后重新达到平衡。被测电流的任何变化都会破坏这一平衡。 一旦磁场失去平衡，霍尔器件就有信号输出。经放大后，立即就有相应的电流 流过次级绕组以对失衡的磁场进行补偿。从磁场失衡到再次平衡，高性能的磁 平衡式传感器能做到时间不到1us ，这是一个动态平衡的过程。 本系统采用南京茶花电子公司生产的c s m 6 0 0 f 系列电流传感器和v s m s 0 0 d 型电压传感器。这两种传感器都是磁平衡式传感器。性能参数见表3 一l 和表3 2 磊芝 c s m 2 0 0 fc s m 3 0 0 fc s m 4 0 0 fc s m 5 0 0 fc m s 6 口0 f 额定输入电流( a )2 0 03 0 04 0 05 0 06 0 0 测量电流范围( a )0 ，如00 。6 0 00 _ 7 0 0 0 一9 0 00 9 0 0 匝数比1 ：加1 ：加0 01 ：j 0 l ：弼0 0l ：5 0 0 0 电塬电压( v )1 5 输出电压c v )0 - 4 + 1 7 , l0 - 4 + l *0 ，4 l * k0 4 - 1 - 1 *0 4 1 * 失调电压cr n v )2 02 02 02 02 0 失调电压漂移( “l v 厂g )05 线形度( f s )02 响应时间( 蝎)电 绝缘电压 2 j k v a g 巧0 h r j l m i a 工作温度( )c 档0 一十7 0 e 裆4 0 一+ 8 5 储存温度( 1 c )c 挡4 0 一+ 8 5e 裆0 5 一+ 1 2 5 外形结构( m m ) t y p ef 表3 - 1c s m 6 0 0 f 系列电流传感器特性参数 嘉竺 典型值最丈值 工作电源1 2 v 。1 5 v 额定输 电压 5 0 0 vd c 输入电压范围0 6 0 0 vd c 测量电阻2 5 0 。3 5 00 最大误差0 j f s 额定输出屯流 2 0 n a a d c 匝数比 4 0 0 0 ：1 0 0 0 绝缘电压25 k v 5 0 h z $ 1 r a i n 失调电漉0 0 2 m a 0 0 5 r a a 失调温漂0 c 一7 0 00 3 r r t a00 6 r a a 一4 0 一8 j 0 0 5 r a a 0 i r a a 线性度0 2 f s 04 f s 带宽d c 1 0 k h zt 3 d b ) 工作温度 c 档0 - + 7 0 2e 裆4 0 - + 8 5 储存温度c 档- 2 5 _ 3 一+ 8 5 e 裆- 5 5 * ( 3 。+ 1 2 5 u 扶级内阻4 0 qc2 5 ) 输入内阻 4 0 0 q ( 2 5 ，5 0 h z ) 外型结构( m n ) 1 如e d 表3 - 2 v s m 5 0 0 d 型电压传感器的特性参数 1 2 3 2 采集数据的传送 由于数据采集现场高电压、强磁场，干扰严重，影响数据处理电路和计算 机的工作，所以必需先把数据传送离开现场，在别处处理数据。 数据传送方式分模拟法和数字法。数字法就是先把传感器的模拟信号调制 成数字信号再传送。数字方式传送最可靠，但是需要比较复杂的调制电路，而 且由于调制电路工作在现场，也会受现场强干扰的影响，不适合我们的应用。 模拟法有电压传送法和电流传送法。电压传送就是通过导线信号以电压形式传 送，随着传送距离的增加，电压信号会产生严重的衰减和变形。电流传送就是 信号以电流的形式通过导线传送。电流传送受传输线阻抗影响小，避免传输导 线上压降损失引起的误差，可以传输很长距离而不衰减变形。 根据以上分析，我们采用电流传送这种简单可靠的传输方式。一般的霍尔 电流( 电压) 传感器都有电流输出端，直接可以作为传输信号使用。但是后续 处理电路需要电压形式的信号，因此我们需要一个电流电压转换电路，实 际电路如图3 3 所示。 图3 3i v 转换电路 图中v c c = 5 伏，v e e = 一5 伏，i i n 为输入信号，v o u t 为输出信号。采用l m 3 5 8 作为变换放大器。l m 3 5 8 具有极小的输入偏置电流和失调电流( 典型情况5 n a ) ， 以及大的输入阻抗。考虑到电流( 电压) 传感器的输出最大电流一般是2 0 m a ， 故变换电阻r l 取值2 5 0q ，这样变换放大器l m 3 5 8 的最大输出刚好是v c c = 5 伏。电路中的电容c l 不是变换需要的，用它主要是可以防止由于传感器输出线 所产生的并联电容而引起变换电路的振荡。其数值与并联电容值有关，通常在 数百数干p f 之间。该电容会使变换电路的响应恶化，应尽可能取小的值， 图中去了3 0 0 p f 。虚线框起来部分是一个反相电压放大器，它有两个作用。一 是由于变换电路把信号反相了，再来一次反相刚好恢复信号的原先相位。二是 把电压放大到合适大小以便后继电路的处理。 第四章频率的测量 4 1 概述 本章首先分析、讨论频率测量的目前广泛采用的各种方法，比较它们的 优缺点和适用范围。本系统需要一种实时性强，有一定精度的测频方法，因此 我采用了周期测量法作为测量频率的方法。首先对输入波形进行滤波，去除噪 声和高次谐波，再整形成数字脉冲，用f p g a 数字时钟采样后通过计算机接口 送给计算机，在计算机里计算出实际频率。 4 2 频率测量的理论基础周期测量法 目前测频方法很多，在低频和射频频段按其原理可分为三类： 1 ) 无源法利用具有尖锐频率特性的无源网络或器件与适当的指示器组 合测量频率，目前工程上很少采用这种方法。 2 ) 比较法把被测频率与已知参考频率进行比较测量。如拍频法、差频法、 示波法等。用比较法测频要么是需要多个周期测量，要么需要多次测量，特点 是可以达到很高精度，但是实时性都比较差。 3 ) 计数法用电子计数器测量频频率，其实质也属于比较法，如：频率计 数法、周期测量法、时间间隔法、频率比较法等。计数法测频是比较法的一种 特殊运用。需要多个周期测量，实时性比较差；其它几种方法工作原理基本上 差不多，本系统采用周期测量法作为测量频率的方法，下面介绍讨论周期测量 法。 周期测量法通过测量信号的周期长度算出信号频率，这种方法测量时间可 以为一个周期，具有很好的实时性，适合我们需要。我们最后采用周期测量法 测量频率。 4 2 1 测量原理 图4 1 是计数器测量周期的原理框图。若暂不考虑图中的倍频器和分频 器，可以看出测量周期是把时钟信号作为计数脉冲送给闸门，把被测信号通过 放大整形送给门控电路，产生宽度为被测周期t 。的门控脉冲。若在t ，内通过 时钟周期t s 的数目为n ，则被测信号周期为 咒l( 4 - - 2 - - 1 ) 正= 万1 ( 4 - 2 - 1 ) 图4 一l 周期法测量频率 为了提高测量周期的精度，可把被测信号进行k 次分频得到宽度为k t x ， 的门控信号，即采用多周期测量( 周期倍乘) ；还可把时钟信号进行m 次倍频， 德到周期为t s m 的计数脉冲即减小时标。同时采用这两种方法，则通过闸 门的脉冲数为 n = k 弋0 q s m ) = k m t j t ； 则被测周期为 t 。= ( n k m ) t 。 4 2 3 2 周期测量法的误差分析 由式( 4 - - 2 - - 1 ) 容易得到测量周期的相对误差为 等= 嘲+ 蚓 由上式可见周期测量误差包含计数误差n n 和时钟频率误差佤两部分。 1 ) 触发误差 以上误差讨论是假定信号整形时没有引入误差的理想情况的分析，实际上 在信号整形时会引入触发误差。所谓触发误差就是在测量周期时，由于种种原 因例如被测信号的噪声，通道放大量的变化，整形电路触发电平的抖动等都 会使闸门时间t 不完全等于被测周期t 。，这种误差称为触发误差。由图4 2 a 可知，当被测正弦信号叠加有噪声时，电路的触发时刻将比无噪声时提前或 滞后一段时间，从而带来误差。图中1 珊。t x m m 分别是单周期测量时，门控时 气 。j v t ( 4 ) ( 6 ) 间可 图4 2 能的最大值和最小值。 首先研究开门时间误差z 。由图4 2 b 可知： a t , = u i t g a 式中u 。是噪声幅度，t g a 是触发点上正弦波的斜率。 由图4 2 和上式可知，当s i n m ，r = 0 时，t g a 最大，l 正i 最小，也就是说 在信号零电平时触发噪声引起的触发误差最小。这时 瓦= u u 。r _ o ， 同样可求得闸门关闭时噪声引起的触发误差为 疋= u u ，： 噪声是随机变量，它引起的触发误差瓦和疋也是随机变量，两者的合成 误差为 巧= ( 互) 2 + ( 疋) 2 = _ 互= 互u 。u 。， 其相对误差为 醵n | t 。= 4 2 u n | um 0 9 ix = u q 2 r c u 。 由以上分析可见，触发误差反比于信号的信噪比，且与信号触发点的斜率 有关，斜率越大，触发误差越小。因此通常都在正弦波的零电平触发。零电平 触发还有一个优点，就是它最稳定，最易获得。 为了减小触发误差的影响，可用多周期测量。这是因为触发误差只发生在 闸门的开启和关闭。若采用k 倍周期测量，则触发误差为 盟一盟一+ 坠 r 皿2 蒇u ， 通道放大量的变化、整形电路触发电平的抖动都会引起触发误差。由于通 常采用零电平触发，因此这些误差的影响很小，可以忽略。 2 ) 量化误差 用计数法测量频率或测量周期都存在量化误差。量化误差的特点是不管计 数值n 是多少，它的绝对误差最大值都是土1 量化单位。为了减小量化误差， 可以缩小量化单位或扩大计数时间，然而这两种措施在实际测量中都受到一定 限制。 无论是测量频率，还是测量周期，其实质都是测量时间间隔。下面讨论几 种减小测量时量化误差的方法。 _ x ij1l ii l 卫一瓦卜 呻 是 一 一 一 j ? 一吼一 图4 3 内插法测量时间 内插法测时原理可用图4 - - 3 说明。用被测时间形成起始脉冲和终止脉 冲。被测时间t x ，时钟周期为t ，其量化误差最大值为1 t 又若能测得、 正、正，则被测时间 t = 兀+ 正一正 式中t o 为起始脉冲后第一个时钟脉冲列终止一脉冲后第一个时钟脉冲 的时间 瓦= 。z 正为起始脉冲到其肩第一个时钟脉冲的时间间隔： 疋为终止脉冲列其后第一个时钟脉冲的时间间隔； 0 为时间r 内通过的时钟脉冲数。 时间互和疋都小于时钟脉冲周期t 。为了用同样的时钟脉冲测量正 和正，可以先用模拟法把互和疋，扩展若干倍，例如1 0 倍，然后测量得 1 0 互和l o l 内通过的时钟脉冲数为n ，和：，则 一= n l 正，1 0 瓦= n 2 疋1 0 t = n o t + l t 1 0 一n 2 瓦1 0 2 【0 + ( n 1 一n 2 ) 1 0 t ， 扩展正或正的方法，通常是用一个恒流源，。，在互或疋时间内对 一个电容充电，然后再用另一个恒流源：= ，9 使电容放电到原来的电 平。这样充放电的全部时间便是l o 正或1 0 t 2 。由于时间扩展了1 0 倍，因 而量化误差从1 瓦减小到0 1 t 。 内插法测时需要存储器，以便存储n o 、n i 和n ：的数值，还要求计数 器能进行加减乘除运算，若需求得频率，还应有倒数运算功能这种方法 测时的精度主要取决于正和疋的内插精度，当然也与触发误差和时钟精度 有关。 游标法测时 游标法采用了类似游标卡尺原理。其工作原理可用图4 - - 4 说明。 厂一 一 x llii 一l ii - o _ 一孤l 一 无i 卜i i “ 7 i l i i r 1 ，, , 1 1 - - - - - - - il 图4 - - 4 由被测时间t ，形成起始脉冲和终止脉冲。起始脉冲打开主闸门，同时触 发游标振荡器1 ，主计数器开始对时钟脉冲( 主脉冲) 计数，游标振荡器1 起振 并送入游标计数器1 计数。若游标时钟1 的第o 个脉冲( 其起点与起始脉冲相同) 滞后于第0 个( 起始脉冲前面那个) 主脉冲的时间为五。当第1 个游标脉冲与第 。个主脉冲同时到达游标门1 时，游标门l 输出信号使游标振荡器1 停止振荡。 游标计数器l 的计数值为l ，则 正= 。( 瓦一l ) 式中 t 为主时钟同期： 为游标时钟周期。 终止脉冲关闭主闸门，主计数器停止计数，计数值为n o ，则 瓦= o t o 终止脉冲在关闭主闸门的同时触发游标振荡器2 ，游标振荡点2 起振并送 入游标计数器2 计数。与测量互的方法相同，可求得 疋= n ：( t l ) 由图4 4 可知，被测时间 t = 瓦一丁i4 - 五 = n o i n 。( t l ) - i - ：( t 1 ) = ( n 。一n - 4 - n ：) 王一( 1 一n ：) 瓦 由此可见，主计数器测量主脉冲数，其分辨力为l ，游标计数器测量 游标脉冲数，其分辨力为l ，游标法测时的总分辨力为( t l ) 。显然t 越接 近则分辨力越高。 平均测量法 就是通过多次测量取它们的平均值来减少误差。 为了提高测量精度，可以采用前面所述的减小误差的各种方法。考虑到实 际交流信号的频率不超过l o o h z ，是一种比较低的频率，因此我们采用提高时 钟频率的方法来减少误差。具体实现框图如图4 5 。4 3 和4 4 将具体讨论 频率测量的电路实现。 4 3 1 滤波电路 图4 5 频率测量的实际电路框图 4 3 滤波与整形 经过太阳能电站的逆变器输出的电流包含有比较多的高次谐波，高次谐波 的存在会严重影响测量的精度，为了得到较好的测量效果，从传感器采样传输 过来的电压在测量以前必须先滤波，滤掉高次谐波和噪声。考虑到商用电网和 逆变器输出的频率比较低( 不大于l o o h z ) ，如果采用无源滤波，那么所需的电 感和电容可能比较大，不利于设备的小巧化。为此本系统采用了有源滤波器。 滤波器电路如图4 6 。 图4 6 这是一个二阶有源滤波器，该滤波器的传输函数为 肿习工j a v ( j r l r 2 c 甄i c 2 ) = 4 1 ) l r l c l r 2 c lr 2 c 2jr l r 2 c l c 2 其中 a 。：1 + r 4 ” 见 由上式可得该电路的- - 3 d b 频率为：入冠= 2 0 k ，尼= 2 5 k ，岛= 岛= 0 1 u 得 c 券2 司菰1 雨硼( 胁) 2 厅 2 石r 1 a 2 c l c 2 、7 电路仿真波形图如图4 7 - 2 3 号。 一? 一 、 ： 一 j 、 、 j 图4 7 滤波器仿真结果 由仿真结果图可以看到，滤波器有效的滤除了7 0 h z 以上的谐波和干扰信 4 3 2 整形电路 由于本系统采用的是数字计数法中的周期测量法，经过滤波电路以后虽然 去除了噪声和高次谐波，但是波形还是正弦波，在接下去的数字周期测量以前， 必须把正弦波整形变成同周期的脉冲波。 正弦波变换成脉冲波的整形电路如图4 8 所示。 图4 8 该电路实际就是一个过零检测电路。电路中l m 3 5 8 采用单电源驱动。放大 器当v i n 大于零时l m 3 5 8 的输出端输出高电平，再经过后两个非门进一步整形， v o u t 输出标准的数字i ；当v i n 小于零时，l m 3 5 8 输出端输出低电平，再经过 后两个非门进一步整形，v o u t 输出标准数字o 加两个非门加两个非门是为了保 持输入信号的相位不变。 4 。4 频率的计算 根据周期测量法的步骤，经过滤波和整形以后，就要计数输入波形的一个 周期的长度了，这是整个频率测量的核心部分，采用a l t e r a 公司的f p g a 器件 实现。 a l t e r a 公司是世界上最大可编程逻辑器件供应商之一。它所生产的可编程 器件具有系列全，应用广，性价比突出的特点。而且它的软件开发工具 - - m a x p l u s l i 是最成功的p l d 开发平台之一，配合使用a l t e r a 公司提供的免费 o e m h d l 综合工具，如：l e o n a r d s p e c t r u m 等可以达到较高的效率。且可以在 线调试，十分方便。 下面程序是图4 5 中虚线框部分，用来计数一个周期的时钟脉冲数。程序 已经在m a x p l u s l i 上调试通过。工作原理如下： 整形后的信号脉冲s t 的周期和输入信号u 的周期相同。计数器c 1 由s t 的 上升沿驱动开始计数，同时把上次计数结果n r 送到数据锁存器缓存起了，供计 算机取用。c l k 为时钟信号设时钟信号c l k 的频率为，那么信号频率 一r j n ， 用v e r i l o g 写的相应程序如下： m o d u l ef r e q ( s t ，c l k ，r d n ，r s t ) ； i n p u ts t , c l k ，r d ，r s t ； o u t u t n ： r e g 3 l ；o 】c o u n t ，n ； a l w a y s ( s t o rc l ko rr s t ) b e g i n i f ( r s t = = = 1 ) b e g i n c o u n t = o ； n = 0 ： e n d e l s ei f r s t l & r s t = = 0 & 舻o ) b e g i n n = c o u n t ； c o u n t = 0 ； e n d e l s ei f f c l k = = 1 & r s t = o ) c o u n t = c o u n t + l ： e n d m o d u l e 程序中各个引脚的名字和图4 5 一样，内部计数器c o u n t 相当于图4 5 的c 1 ，多出来的引脚r s t 用来初始化。当r s t 高电平时计数器清零。 第五章相位( 差) 的测量 5 1 概述 本章分析、讨论、比较几种常用的相位差的测量方法。根据实 际情况需要一种实时性强、又有一定精度相位测量方法，我采用瞬 时值数字测相法来测量相位，通过滤波整形，用f p g a 数字采样后 送到计算机统一处理计算。 相位差测量的常用方法有比较法、示波法和直读式法。比较法是被测的两 路信号，一路直接送至相位平衡指示器，另一路通过可读数的可变移相器后送 至相位平衡指示器。平衡指示器两个输入端信号同相时指示值最大，反相时指 示值最小。调节移相器，使指示器达到平衡状态( 指示最大或最小) ，这时可从 移相器读出两路信号的相位差。比较法测相适用于低频至微波各种频段。这种 方法的缺点是移相器的刻度与频率有关，测量速度较低，不适于测量瞬时相位 差。现在应用比较广泛的是直读式法，它包括模拟式和数字式两种。 模拟测相法的基本原理是把被测相位差变换为电压、电流或时间，再相应 测量电压、电流或时间，来测得相位差。模拟测相法主要有相位检波法、脉冲 变换法。相位检波法的输出是非线性的，精度不能保证；脉冲变换法需要测量 输出电压的有效值，测量比较复杂。 数字测相法基本原理是把相位差变换成时间、频率、电压等其它参量进行 数字化测量，测量电路实现容易，而且，一般单个周期就能测出相位差，实时 性较好，而且测量是线性的，精度容易保证，综合考虑系统的复杂性、实时性 和精度要求以后，所以采用数字测相法。 5 2 相位测量的理论基础数字测相法 相位差的含意 设两个同频振荡电压分别为 ”j ( ，) = u ls i n ( a ) t + ( a 0 1 ) = u ls i n 仍p ) ) 站2 ( ，) = u 2s i n ( c o t 十伊0 2 ) = s i n ( p 2 p ) 则它们的相位差为 仍2 妒i ( ，) 一q ，2 ( t ) = ( 耐+ f 0 0 1 ) 一( 耐+ 伊0 2 ) 3 p o l 一2 上式表明；两个同频简谐振荡电压的相位差是与时间无关的常数。 对于两个不同频率的简谐振荡电压 ( f ) 2u ls i n ( c o i f + 1 ) = e ，fs i n t p l ( t ) 2 p ) 2 u 2s i n ( ( a 2 t + 2 ) = u 2s i n q ，2 ( r ) 则两者之间的相位差为 。仍( ，) 一妒2 ( ，) = i - - 出2 ) ，+ ( 妒0 1 一吼2 ) 上式表明，两个不同频率简谐振荡电压的相位差随时间呈线性变化。 有关相位差的概念只适于简谐振荡。对于非简谐振荡通常以时间差表征 它们之间的相位关系。 5 2 1 数字测相法的测量原理 图5 1 是数字测相法的原理框图和波形圈。 世厂厂 讪刖山删山灿山山山划i 】 唑山0山l l 图5 1 设正弦信号“和“? 的频率为f ，周期为t 。1 , i ，和u 2 分别经过通道1 和通道 2 放大、整形，在由负到正通过零电平时输出脉冲信号。门控电路在两路脉冲 信号的作用下，输出宽度为f d 的闸门信号。 设时钟周期为t ，频率为工，在闸门时间屯内通过的时钟脉冲数为n ，则 u 和蚴施差为 9 d = 3 6 0 6 f d t = 3 6 0 n t ，t = 3 6 0 n f z 上式表明，相位差吼与计数n 成正比，且与时钟周期t s 和信号周期t 有 关。用计数值n 表示相位差仍，若令工f = 3 6 0 ，则 = n 。 若令以f = 3 6 0 0 则 钆= o 1 n 。 数字测相位计可以测量相位差的瞬时变化。 5 2 1 数字测相法的误差分析 数字测相法的误差包括量化误差，两通道触发电平不同或变化、两信号幅 度不同或变化引起的误差。只要两通道都是信号同一斜率的零电平触发，两信 号的幅度相差不太大，那么信号幅度的不同与变化，两通道放大量的不致性 等因素对测相精度的影响可以忽略。 需要说明，假若被测信号失真，那么测得的相位差不是两信号的基波相位 差，而是两信号触发点之间的相位差。若要测量两个基波的相位差，可先使两 信号分别通过两个性能完全相同的低通滤波器，滤除高次谐波，然后进行测量。 图5 - 2 实现电路框图。5 3 和5 3 讨论具体电路的实现。 图5 2 数字相位检波的实现( 部分) 5 3 滤波与整形 图中滤波电路和整形电路参考图4 一 路完全一样，因此引入的相位差也一样， 量。 6 和图4 8 。两个通道的滤波整形电 从而不影响叽和之间相位差的测 5 4 计数与计算 虚线框部分用f p g a 实现。虚线框部分的工作原理如下： s t i 信号的上升沿启动计数器开始工作，开始计数时钟脉冲c l k 的个数， s t 2 的上升沿使计数器停止计数，同时把计数结果存入数据锁存器以供计算机 存取。具体实现的程序如下( 用v e r i l o g 编写) m o d u l e p h a s e ( s t l ，s t 2 ，c l k ，r d ，n ，r s t ) ； i n p u ts t l ，s t 2 ，c l k ，r d ，r st ： c u t p u tn ： r e g 【3 1 ：o 】c o u n t ，n ； r e g fs t o p ； a l a y s ( s t lo rs t 2 o rc l ko rr s ；t ) b e g i n i f ( r s t ：= 1 ) b e g i n c o u n t = o ； n = o ： s t o p - 2 】 e n d e l s ei f ( s t l = = l & & r s t = = o ) f _ s t c p 2 0 ； e l s ei f ( s t 2 = = 1 & & r s t = = 0 ) b e g i n fs t o p - 2 l ； n - - = ：c o u n t ； c o u n t 一0 ： e n d e l s ei f ( c l k ：= = i & & r s t = = o & & f _ s t o p 一0 、 c o u n t = ：c o u n t + 1 ； e n d c n d m o ( 1 u l e 模块中c c u r t 就是框图5 一l 中的计数器c 1 ，r s t 为初始化信号，当为高 电平时，内部初始化，清零，其它信号和框图5 1 一样。 计算机从锁存器取得计数值，由频率计数器我们已经得到信号每个周期 内时钟脉冲数，于是研和协的相位差 = 生n s 3 6 0 。 第六章双向计费和其它量的测量 前两章我们讨论了频率和相位的测量，实际上要求监测的还有 电压幅度、电流幅度和功率因子。另外在并网发电中很重要的一个 计量就是双向计费的问题。本章就讨论双向计费问题和电压幅度， 电流幅度以及功率因子的监控测量。 6 1 电压、电流幅度的测量 电压、电流通过传感器变成电流，再经过电流电压转换都变成电压 信号，因此电流、电压幅度的测量其实可以用同一种方法来实现，即通过测量 电压来实现。 交流电压的铡量一般是先把交流信号转换成直流信号，通过测量直流信号 的幅度铡得交流信号的幅度，但是这种方法有个响应速度慢的缺点，需要好几 个周期才能稳定下来供测量，不适合实时测量：我们决定采用直接对交流信号 采样测量交流幅度。图6 1 是一种实现框图。 u 计筻扰 图6 1 电压幅度测量框图 图6 2 是工作波形图。 每一个时钟脉冲c l k 的上升沿a d 采样一次，采样值保存在数据存 储区里。每当u 3 的上升沿来的时候，把存储区里存储的被测量信号一个 周期内的所有测量值都送给计算机。 如果时钟周期是被测周期的1 n ，那么被测电压的有效值： u = 历而“痧1 n 2 = 、7 鲈2 ；t = 氍1 2 n 求出了有效电压也就知道了电压幅度。 c l k衄 图6 2 实际上，被测频率在5 0 h z 左右，而我们实际采用的时钟脉冲频率在 1 m 以上，每个周期采样次数高达2 万次，这么多的数据用上述方法计算， 计算量是一个不小的开支，而且需要大量的存储器来做数据存储区。当然 我们可以减少采样次数，但是那样将大大降低测量精度。 实际上我们只要找出每个周期里的采样值的绝对值最大的值就可 以近似认为是u 2 的幅度了，下面我们讨论下这种方法的最大理论测量 误差。 设被测电压的周期为疋，幅度为砺，每周期取样次数为n ，则l 与 以的最大相对误差： 斗渤( 三一争 在上式中令n = 2 0 0 0 0 ，那么我们可以得到： 斗s i n ( 争万2 s t ) 嘲1 0 “ 这个精度已经远远超出了a d 采样的精度，因此我们完全可以采用 这种方法，图6 - - 3 是实际采用的电路框图，它是图6 1 的改进。 r 一一一一一 图6 3 和6 1 的图相比，数据暂存器只存储上一个数据，每次c l k 上升沿 来时，a d 采样一次，比较器比较暂存器里的值与当前采样值的大小，如 果采样值大于暂存器里的数据，那么以当前的采样值取代暂存器数据，如 果采样值小于暂存器里的数据，那么，暂存器里数值不。每当u 3 上升沿 时，数据暂存器里的数据作为当前电压幅度值送给计算机，并清零。 框图6 3