（微电子学与固体电子学专业论文）simo+dcdc工作在ccm下的实现.pdf

摘要 摘要 随着便携式没各的普及，电源问题h 益受到关注，急需高效率的电源转换 器件，开关变换器正好迎合了这个需求，现在已经在便携式设各中得到了广泛 的运用。 文章首先介绍了d c d c 变换器的基础知识以及多输出d c d c 的发展概况， 然后选择一种新近出现的多输出s i m o 结构的d c d c 变换器作为研究对象。存 分析了传统控制方式下的变换器的优势和缺点后，提出，种新的分时控制方 式。在交替的输出蒯期之间插入一个自适应的校正周期来消除该类d c d c 的固 有缺陷各输出支路问电流的交叉影响，使其可以工作在c c m 方式下，在 工作模式上是一个突破，同时可以获得更大的负载能力。 在实翰、电路的设计，从功率级设计开始，详细讨论了元件类型的选择，参 数的确定，着重对整个电压反馈p w m 控制环路进行了研究，并通过模拟验证 了设计的正确性。随后设计了整套数字、模拟混合控制电路，对功率级的信 号进行采样，存储，处理后得到控制信号。最后将功率级电路与控制电路整合， 形成完整的自控系统，在w h o k c m p 模拟验证了控制方式的有效性，仿真结果 基本达到了预期的指标。 关键字： 开关变换器，单电感多输出，交叉影响 a b 女r a d a b s t r a c t w i t ht l l e p r o s p e r n yo rp o r t a b 】ee q u i p m e n t s ，t h ep r o b l e mo fp o w e rs o u r c e j s i n c r e a s 洫9 1 yp a i da t t e 呲i o nb yi ce n g i l l e e r sa n dt h cf i e l de x p e c t st h e 场g h e rp m f i c i e n t p o w e rt r a l l s f o r m e r s t h eb 矾ho f s w i t c hc o n v e r t c r sj u s tc a t e r st 1 1 i su 唱e n tn e e da i l d n o 、v a d a y st h e yh a v eb e e nw i d e l yu s e dj ne l e c t m n i cd e v i c e s t h i sp a p c ri n t r o d u c c ss 0 m eb a s i ck n o w k d g eo fd c - d c n v e r t e ra tf i r s t i n c l u d i n gt h ep r o g r c s so f m n i p j eo u t p u t sc o n v e r t e r s ，删t h e ns e k c l st h er e c e m s i m od c d cc o n v e r t e ra st h er e s e a r c hf o c u s b a s e do nt h ec b a r a c t c ra n a l y s i so f t m sc o n v e n t i o 衄lc o n v e r t e lw ep r e s e man o v e lt i m e m u h i p k x i l l gc o n t r 0 1s t r a t e g y w h i c he m p i o y sa na d a p t i v ec o e c t i o np e r i o dt oe l i m j 玎a t e 【h ec r o s sr e g u l a t i o n b e t w e e no u l p u t s 丁垴s t i 劬罐yn o to n l ye n a b l e st h ed c d ct oo p c r a t ei nc c m w 汕o mc r o s st e g m a l j o 玛w h i c hc o u l db eah e a h h o u g hi l lw o r k 瑚o d eo f t 伍st y p e c o n v e n e lb u ta l s oi n c r e a s c st l l el o a da b i l i t yo f c o n v e n e l i nt l l ep r a c t i c a ld e s 培np a n ，w es t a nw i t ht h ep o w e r s t a g e ，w h i c hj n c l u d e st h e t y p ea n dp a r a 腓t e r ss e l e c t i o no fe l e c t m n i cd e v i c e s ，a i l dt h ed e s i g ng u i d e l i n eo f 南o kv o h a g e m o d ep w mc o m r o l1 0 0 pi nd e t a i lt h e ni t lo r d e rt og e n e r a t ec o i i t r o 】 s 培n a l s ，w ec a r e 血1 l yd e v i s eas e to fi i l i x e d s i g m lc o n t r o l 订劬d u l e st od e a lw “ht h e a n a i o gs 培n a l sf o r mp o w e r 咖g e ，i i l v o l v i n gs a m p 】i n g ，s t o r i n 岛1 0 9 i cp r o c e s s i n g i nt h e e n dw ec o 瑚b i n et h ep o w e r s t a g ew j t l lt h ec o n t r o lp a r t st ob eaw h 0 1 es e l c o n t r o i s y s t e m t h cr c s u n so fw h o k c h i ps h n u l a t i o 璐v e r i 母t h ep m p o s e dc o n t r o ls t r a t e g y 锄d 忙i i l l p l 枷a t i o na t t a m st h ed e s i g nt a r g e ta p p f o x i m a t e i y - k e yw o r d s ：s w h c hc o n v e 小i r ，s i m o ，c r o s sr e g u h t i o n 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成 果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或 撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了 谢意。 研究生签名： 缢磷 日 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复 印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和 纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布 ( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办 理。 研究生签名：盈牡导师签名： 绪论 第一章绪论 本章主要介绍了开关变换器在电子产品中的重要地位、发展概况，提出了本文的研究内 容和安排。 1 1 开关变换器的重要地位 随着电子产品的推陈出新，便携式设备与人们工作、生活的关系日益密切，如笔记本 电脑，便携的测试仪器，m p 3 播放器，数码相机等。通常该类产品都采用电池供电，为了 使设备独立工作的时间达到可接受的长度，工程师们从几个不同的方面进行研究。首先是 大幅提高电池的容量密度。目前大容量的镍氢，锂离子电池已经成为主流，例如s a n y o 公 司今年发布的a a 镍氢充电电池，利用超格子技术最大容量已经达到2 5 0 0 m a h ，比普通的 镍镉充电电池提高了近5 倍。第二个方面就是尽可能的降低电路的功耗。进入深亚微米时 代，功耗越来越受到i c 设计师的重视，已经成为既性能，成本之后的第三大关键指标，各各 种低功耗设计技术也凸现出来，如多阈值器件，电路的系统级功耗优化，功能模块的功耗强 管理等。最后就是尽量提高电池的利用率，提高能量的转换效率。如果由电池直接供电，。一 由于电池放电曲线不平坦，随着放电的进行，输出电压会降低，内阻增大，内部损耗也逐最 渐增大，整个电池的利用率将大大降低，因此为了为延长电池使用寿命以及得到稳定的直薯 流电压，高效率、体积小、重量轻的开关变换器就应运而生。上世纪8 0 年代计算机电源首撩 先全面实现了开关电源化，进入9 0 年代开关变换器相继进入各种电子、电器设备领域，、目 前开关变换器已经成为便携式设备中必不可少的部件，市场前景非常广阔。随着开关变换 器的深入发展，对其性能的要求也越来越高，输出功率、输入电压范围、输出电压范围、 效率、体积以及重量方面的要求，成为对设计人员以及整个业界更为严峻的挑战，而更多 高性能开关变换器的出现，将会对整个消费电子产业起到很大的推动作用。 1 2 开关变换器的发展概况 开关变换器可分为a c d c 和d c d c 两大类，目前d c d c 变换器已实现模块化，且设 计技术及生产工艺均已成熟和标准化。 根据开关的占空比控制方式的不同，d c d c 开关变换器可以分为两大类1 】：p w m ( p u l s e w i d t h m o d u l a t e d ) 脉宽调制方式和p f m ( p u l s e f r e q u e 力c y m o d u l a t e d ) 脉频调制方式。 东南大学硕士论文 对于p w m 方式而言，开关频率恒定，变换器所产生的射频或电磁干扰都比较小2 3 1 ，因此 早期的开关变换器多采用p w m 控制方式。和p w m 方式相比，p f m 方式易产生噪声干扰， 输出滤波较复杂，但由于开关导通或关断时间固定，使得电感的设计较为容易，同时p f m 方式最大的优点在于负载调节率高，轻载时可以获得较高的转换效率，非常适合于便携式 设备f 4 】。 近年来，开关变换器朝着提高集成度、提高效率、提高控制精度和小型轻量化飞速发 展。 1 提高集成度 早期的开关电源系统以分立元件构成为主，9 0 年代中、后期出现了由控制芯片、功率 管和电感电容元件组成的功率集成电路。发展到今天，功率集成电路控制芯片把控制电路 和功率开关集成到一起，外部仅需少量的电感、电容元件就可方便地构成开关电源。可以 预期，随着电感元件在芯片上集成技术的日渐成熟，开关电源系统的集成度会更高。 2 提高电源转换效率 提高电源的转换效率意味着降低电源的损耗。开关电源的损耗主要包括两种：开关元 件导通时，电流流经开关的导通电阻，产生导通损耗；开关元件在导通、截止之间转换时， 由开关管的栅源电容充放电引起的开关损耗。针对减少这两项损耗，分别发展了同步整流 技术5 1 和软开关拓扑结构引。 另外，还有低功耗待机式、远程关断式、跳过周期、轻载时自动降低开关频率等提高 转换效率的措施1 7 】。 3 提高控制精度 控制方式由初期的电压单环反馈控制发展到电压、电流双环反馈控制，其中基于平均 电流控制和峰值电流控制的p w m 控制技术已成功应用在功率因素矫正电路中，实现精确控 制。此外，还出现了有电荷控制技术【8 】等。 4 小型轻量化 随着集成度的提高，开关电源所需要的外围元件越来越少；同时随着开关频率的提高， 系统所需要的电感、电容元件值降低，电感、电容元件占用的体积减小。此外，还出现了 多输出的拓扑结构嘲，可有效减少整机体积，是实现整机综合性能优化的措施。 1 3 论文的内容 2 绪论 随着电路设计对性能和功耗的不断要求，不同功能的电路模块往往需要工作在不同的 电源电压下。但是一般电路系统都是使用单电压电源，为了解决这各矛盾，高效率的多输 出开关变换器就应需而生。早期的多输出的变换器大多是单输出变换器的机械叠加，性能、 体积等因素限制了其应用于小型电子设备中。直到单电感多输出s t m o ( s i n g l ei n d u c t o r m u l t i p l eo u t p u t ) 的变换器出现，利用全新的控制方式解决了体积的限制，但其内在交叉影响 限制了工作方式，导致带载能力有限。本文在分析了传统的s i m o 结构的开关变换器的优 势和不足后，提出了一种全新的分时控制方式，不仅可以消除输出支路之间的交叉影响， 同时使整个电路工作在连续电流模式下，提供更大的负载能力。 根据论文的内容，本文的研究重点： 1 s i m o 开关变换器功率级的设计 主要内容包括功率级中器件的选择，参数的优化，以及对系统的影响。电压反馈p w m 控制环路部分是核心内容，直接关系到整个系统的稳定性以及可控性，包括控制环的模型 建立，系统稳定分析和具体电路的设计。 2 c c m 模式下新的控制方式和电路结构的改进 新的控制方式不仅涉及到复杂的相位切换过程，而且包括了模拟信号的采集和处理， 并产生相对应的控制信号，来控制功率级中的开关管，进行p w m 控制，最终形成一个完全 闭合的自控系统。 1 4 论文的结构组织 根据论文的研究内容，本文结构安排为： 第一章是绪论，分析了开关变换器的重要地位，提出本文的研究内容和安排。 第二章介绍了开关变换器的基础知识，如工作原理，结构分类，工作模式，控制方式 等，以及研究多输出变换器的背景和发展情况，结构组成，工作原理等，为进一步研究工 作做好铺垫。随后针对传统结构的s i m o 结构的开关变换器的不足，提出了新的控制思想， 定性的讨论了其可行性，最后提出整个系统的设计规划。 在第三章中，选择了s i m o 开关变换器中的b o o s t 升压结构为研究对象，阐述了整个功 率级的设计，包括功率级的结构修改，系统控制模型分析，元件参数的选择，功能模块的 设计考虑和实现，以及模拟仿真的结果等。 东南大学硕士论文 第四章是对新的控制思想的具体电路实现，讨论内容包括工作状态的转换，各个输出 支路工作周期之间的切换控制，电感电流信号的采集，存储，处理，以及各个控制模块的 功能和仿真。 第五章是对系统的模拟结果，将功率级和控制电路结合起来，形成一个完全自控的闭 环系统j 进行h s p i c e 模拟仿真，验证了本文提出的新的控制思想的有效性，并与相应文献 参照对比，最后分析了设计中存在的问题以及对进一步的改进提出了一些建议。 最后对全文进行总结。 4 s od c d c 变换器的新分时控制方式 第二章s i m 0d c d c 变换器的新分时控制方式 本章简单介绍了d c d c 变换器的基本知识，包括工作原理、结构分类、二r 作模式等。 然后列举了几种常见多输出d c d c 变换器，阐述了多输出应用的相关需求，并详细分析了 传统单电感多输出b o o s t 结构的d c d c 变换器的结构、原理、存在问题和目前的解决办法， 随后提出了一种新型分时控制的基本思想，定性的讨论了其可行性以及功率级上的实现和 对整个系统的规划。 2 1d c d c 变换器的基本知识 d c d c 变换器的主要特点是功率管工作在开关状态，变换器利用电感元件和电容元件 的能量存储特性，随着功率管不停地导通、关断，具有较大电压波动的直流电源能量断续 地经过开关管，暂时以磁场能形式存储在电感器中，经电容滤波后得到连续的能量并传送 到负载，得到电压波动较小的直流电能，实现d c d c 变换。 d c d c 变换器系统由功率级电路和控制电路组成。构成功率级的元件，包括输入电源、 开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传递；控制 电路则通过控制功率开关管的通断，实现调节输出电压，从而控制功率级的工作状态，使 其从输入电源处获得的能量和传送到负载的能量维持平衡。通常，当输入电池电压及输出 端的负载在一定范围内变化时，通过动态调节负载电压可以维持恒定。 将功率开关元件和储能元件采用不同的配置或不同的连接方式，可以得到各种输出电 压与输入电压间的关系。一般有b u c k 一降压型、b o o s t 一升压型、b u c k b o o s t ( 1 n v e r t ) 一升降 压型( 反转型) 和c u k 是四种基本的d c d c 拓扑结构1o 】【l l 】，如图2 1 所示。 = b u c k b o o s t b o o s t 图2 1 基本d c d c 变换器的拓扑结构 5 东南大学硕士论文 如果按照电感中电流的情况，对任意一种拓扑结构又可以分为四种模式，分别是非连续 电流模式d c m ( d i s c o m i n u o u sc u r r e n tm o d e ) ，连续电流模式c c m ( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ) ， 临界电流模式c c m & d c mb o u n d a w 和伪连续电流模式p c c m ( p s e u d oc o n t i n u o u sc u l l r e n t m o d e ) ，电流状态如图2 2 所示。四者的主要区别如下：d c m 中电感电流在输出周期结束前 降为零，并保持到下个周期开始；而对应c c m 则在任何时刻，电感中始终存在电流且电感 充放电过程连续交替进行；c c m 与d c m 的临界状态即为b o u n d a 叫模式；最后的p c c m 之 所以不能算真正的c c m ，是因为电感的充放电并不连续，在周期结束前存在一段保持时间， 此时电流保持不变直到下个周期开始。 d c m c c m & d c m b 0 1 m d a 巧 图2 2 四种d c d c 变换器电流模式 2 2 多输出开关变换器概况 电子系统设计中为了同时达到高速和低功耗的要求，各电路模块之间就必须在功耗、 速度和噪声等之间进行折衷，往往需采用不同的电源电压来供电，如手机中射频发射接收 电路与数字信号处理电路则工作在不同的电压下，因此需要电源芯片能同时提供多种不同 的输出电压。使用多个不同输出电压的单输出开关变换器固然是一种解决方案，但由此不 仅带来经济性的问题，而且也不利于系统集成度的提高，无法满足小型化的要求。近l o 年 来出现了很多种结构的多输出开关变换器，常见的主要有普通多开关多电感多输出开关变 换器1 12 1 ，利用p w m p d 技术的多输出开关变换器【1 3 ，1 4 ，16 1 ，单电感多输出开关变换器1 1 7 ，1 8 - 1 9 1 。 2 2 1 普通多开关多电感多输出开关变换器 该类多输出开关变换器出现最早，控制也最简单，如图2 3 所示，属于隔离式多输出结 构。输入端通过变压器同时将能量传递至各个输出端，实现多输出。此类电路中由于使用共 6 s i m od c d c 变换器的新分时控制方式 芯变压器，因此当输入变化时，将影响所有的输出支路，同时负载间也存在着严重的交叉影 响，无法实现单独的精确控制。 v g 豳盏 臼兰蛰v o ： 岛 曲 图2 3 隔离式普通结构的多输出开关变换器 2 2 2 利用p w m p d 技术的多输出开关变换器 在普通结构的多输出开关变换器，为了克服负载间的互相影响，往往每条输入一输出支 路都需要一个控制器，而利用p w m p d ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n p u l s ed e l a y ) 技术的多输出开 关变换器最大特点是控制器的数目可少于输出支路的数目，电路结构如图2 4 所示，图中可 以看出，控制开关数为2 ，却有3 条输出支路，节省了一个控制元件。 v g 岛 盘啪 图2 4 隔离式p w m - p d 多输出开关变换器 + 气d l + d d ) t e q i l i v a l tc 删s i 印a li nt h eo u t p u tc o n v e r t e r 图2 5 各输出支路开关的等效控制信号 该结构工作方式也比较特殊，由两个独立的控制信号来控制三条输出支路的工作，以图 2 4 的隔离式为例说明。当s a 开关闭合，s b 开关断开时，输出支路1 和输出支路2 j 作， 输入电压通过变压器将能量传至这两个输出支路，而输出支路3 则不工作；当s b 闭合，s a 断开时，输出支路2 、3 工作，输出支路l 不工作；当s a 、s b 均闭合时，支路l 、2 、3 均 工作；当s a 、s b 均断开时，各输出支路均不工作。因此可以看出，只要输出支路l 或3 有个处于工作状态，输出支路2 就工作，其等效的控制逻辑关系为s a + s b ( 或的关系) 。 7 东南大学硕士论文 除节省控制元件外，p w m p d 多输出开关变换器的另一个特点就是个对各个输出支路可 以单独精确控制。如图2 5 可以看出输出支路2 的等效控制信号是由输出支路l 和3 控制信 号的叠加而成，因此符合上文得出“或”逻辑关系。图中清楚的标示出了各个控制信号高电 平时间分别为d l t ，d 2 t ，( d l + 山) t ，这些时间参数直接控制着各个输出支路的输出特性。一 般周期。t 固定，只要选择好d l ，d 2 ，d d 这三个参数，就能实现对三条输出支路进行单独的精 确控制。不过在实现精确控制的同时要求控制信号的时序匹配更为准确，绝对或相对的误差 均会影响输出特性。 2 2 3 单电感多开关的多输出开关变换器 s i m o 或s i d o ( s i n g l el n d u c t o rd u a lo u t p u t ) 是一种新型的开关变换器结构，使用单个电 感实现多输出，各输出支路分时工作，非常适合作为多值电压系统的电源。 输出支路的分时工作带来了两个好处：首先各个输出支路共享一个电感，大大减少了所 需电感的数量，大幅缩小多输出开关变换器系统最终的体积和重量。其次可以实现对各个输 出支路独立的精确控制。但分时： 作也存在负面作用，各支路之间存在严重的交叉影响一某 个输出支路的输出电流变化通常会影响到其它输出支路的输出电流。交叉影响的问题轻则增 加各输出支路输出的纹波系数，重则破坏整个系统的稳定性，使变换器无法正常 ：作，为了 避免此影响该结构开关变换器一般均工作在d c m p c c m 下，无法工作在c c m 模式下。 但d c m 的负载能力较小，同时电感上电流波动很大，导致输出纹波较大，而p c c m 虽然 电感中平均电流较大，负载能力较强，但p c c m 是利用限制工作模式来压制输出支路之间 交叉影响，一旦j r 作模式无法保证，输出支路间还是会存在相互影响。 2 3s i m o s l d ob o o s t 结构的d c d c 变换器 s i m ob o o s t 结构的d c d c 变换器电路结构非常简洁，一个电感，一个主开关s l ，多 个输出支路并联，每个输出支路有各自的控制开关，如图2 6 ( a ) 所示。 a 工作周期ib 工作周期ia 工作周期i b 工作周期 。广 广 广 广 广 。广 ；l厂 l | 。 r r 立玲l 馀l 小l 图2 ：6 ( a ) b o o s ts 1 m o 电路结构图( b ) 控制信号波形和电路二l ：作情况 8 s m 0d c d c 变换器的新分时控制方式 具体的电路工作过程描述如下：初始状态下，各个开关均为断开。首先主开关s l 闭合， 电源、电感、主开关形成充电通路，即电源对电感充电，电感中的电流线性上升，充电一段 时间后，主开关断开。随后输出支路a 的控制开关s a 闭合，电源、电感、输出支路a 形成 放电通路，即电源和电感对输出负载放电，输出电流直接流到输出负载r o a ，同时对电容 c o a 充电，此过程中输出电压逐步上升，而电感上的电流则线性下降。一段时间后，开关 s a 断开，此时输出电容c o a 充当电源的作用，将能量传递给输出负载，输出电压将小幅下 降。电路进入下一个工作周期，输出支路b 重复a 的过程。此后a ，b 支路的控制过程重 复进行，输出支路a 和b 是完全分时工作，之间没有任何重叠，输出特性完全由各自工作 周期的占空比决定。具体各个开关的控制信号和电感电流的变化情况见图2 6 ( b ) 。注意到输 出支路二 ：作在p c c m 下，电感电流在每个输出支路工作周期后期都下降为一个固定值i l o ， 随后保持一段时间，直到下个工作周期。当i l o = 0 时，退化为d c m 。 s l m o 结构的多输出d c d c 有一个非常严重的问题一输出支路之间的交叉影响。究其 原因是各输出支路共享电感，电感上的电流连续，输出支路交替工作，之间会产生相互的关 联。c c m & d c mb o u n d a 叫时两输出支路之间的关联特性可用以下的公式表示【1 9 】： 其中m 。= 告，m 。= 争。可以看到当某个负载发生变化时不仅影响自身，而且还影响其 “ 它支路的输出，因此交叉影响的问题是该类d c d c 需要着重考虑的方面。 交叉影响是以上s i m o 结构固有的特性，为了消除这种不良的影响，必然在电路结构或 二【：作状态上寻求突破。若各输出支路均工作于d c m 下【1 7 】，即在各输出支路工作周期结束前， 电感的电流都为零，并保持到该工作周期结束。相邻工作的输出支路交界处有一段零电流作 为缓冲，用来隔离相邻的输出支路，消除之间的交叉影响。同样工作于p c c m 下也是一种 类似的解决方法1 18 1 。 但是以上的解决方法都只是一定程度上抑制了s i m o 的交叉影响，并没有完全消除，一 旦负载变化过大或控制不恰当，使得二r ：作周期末电感电流没有达到设定值， 二作方式就会变 化为c c m ，交叉影响再度产生，稳定性问题依旧存在。因此寻求更为稳健的控制方式，实 现更精确的独立调节并且避免交叉影响，成为本论文的主要出发点和目标。 9 东南大学硕士论文 2 4 新型分时控制 ， 传统的s i m o 电路如直接工作在c c m 模式下，根据以上的分析，一定会存在严重的交 叉影响，当某个输出端负载发生变化，导致电流偏离理想值，那么这个变化将持续影响到下 一个输出支路的 i 作，交叉影响的情况可以参见图2 7 ，虚线是理想的电流曲线，实线是输 出支路a 在第二个输出周期中负载变大，电感电流下降过大后的实际变化情况。可以预见， 经过若干个周期后，实际工作状态与理想状态之间的偏差会越来越大，甚至工作模式从c c m 变化成d c m ，造成输出电压异常变化，控制环路变得混乱。 图2 7 输出支路的交叉影响示意图 将原来连续的每个输出支路工作周期拆开，在中间插入一个校正周期，用来校正电感中 的电流，避免偏差的积累。针对上面输出支路a 负载变大的条件，增加了校正周期后的电 感电流如图2 8 所示，可以清楚的看到，由于校正周期的存在，将输出支路a 和b 的电流 相隔开，消除了电流的交叉影响。从整个时间轴上看，电感电流始终连续，且充放电过程连 续，整个d c d c 变换器工作在c c m 下。图2 8 下半部分分别将输出支路a 和b 工作周期 时电感电流单独提取出来，首尾可以相接，可以看到尽管电感共享和负载变化，但是由于有 校正周期进行隔离，输出支路之间并没有相互影响，消除了交叉影响。 纯输出支路a 纯输出支路b 电流波形 电流波形 图2 8 加入校正周期后i 乜感电流的变化情况 1 0 t s n 订0d c d c 变换器的新分时控制方式 2 5 校正周期的理论分析与实现 2 5 1 校正周期的设计 理论上存在两种方向的校正：正向校正和负向校正，分别对应于增加和减小电感中的电 流，具体工作过程的理论阐述如下： 1 设定电流校正基准值； 2 在某个输出支路的工作周期结束后，进入下个输出支路工作周期前，检测电感中电 流，并与基准值进行比较，有以下几种情况： 1 ) 若检测电流大于基准值，校正开始，对电感放电，直至电流达到基准值； 2 ) 若检测电流小于基准值，校正开始，对电感充电，直至电流达到基准值； 3 ) 若检测电流等于基准值，不进行校正； 3 校正完成后，即刻进入下一输出支路的工作周期。 因此只要实现校正周期的精确控制，s i m o 变换器就可以工作在没有交叉影响的c c m 下。 2 5 2s i d ob o o s td c d c 变换器工作在c c m 下的功率级实现 二 以双输出b o o s t 结构的s i m o 为例讨论具体实现新的分时控制方式。 首先对功率级进行修正，从图2 9 看到，基本结构并未发生变化，仍保留原有的两条输、。 出支路，在此基础上再增加一条纯阻性支路，并加有开关控制。电路图中开关s a ，滤波电。乒 容c o a ，电阻r o a 组成了输出支路a ：相应的s b 、c o b 和r o b 组成了输出支路b ；校正开1 关s 2 ，电阻r 2 组成了负向校正支路，而s l 既是主开关，同时也承担正向校正作用。 = ： 一 图2 9 带校正支路的s i d o 电路图 图2 1 0 是新型分时控制方式下，各个开关与电感电流波形的关系，其中对应不同方向的 校正，各个开关的控制信号有着不同的对应关系，阴影部分是校正周期。第一个周期，输出 支路a 和b 正常工作，主开关s l 与输出支路开关s a 、s b 按一定的l 与空比开关；第二个周 期，输出支路a 的负载变火，电流下降过人，因此需要正向电流校正，校正周期中s l 闭合， 东南大学硕士论文 校正结束后再进入输出支路b 的工作剧期：第三个周期中，输出支路b 的负载燹小，电流 下降减小，需要负向电流校正，校正开关s 2 闭合，校正结束后进入下个支路的工作周期。 s 。r 厂 r 一厂 厂 s ： i乱1n l 囫! s 。 厂乱 厂 in |粗厂 s b ； f 1f 1 图2 1 0 增加校正结构s d o 电路工作各开关控制信号波形与电感电流波形图 2 5 3s i d ob o o s td c d c 变换器校正周期工作特点 1 校正电路在每个输出支路工作结束后根据状态判断结果而开始工作，输出支路则依 次轮流工作。 2 一个校正周期中只进行一种方向的校正，即只对电感进行放电或者充电，而正常输 出周期，一个 ：作周期中电感存在固定两个状态，先充电后放电。 3 校正电路工作时，所有输出支路均关断，等待校正周期结束后，控制电路再选择下 一个输出支路开始工作。 4 校正电路的充电速率( 正向校正) 由b o o s t 电路结构和输入电压决定，与各个输出支 路： 作时的电感充电速率相同；放电速率( 负向校正) 由校正电路的负载决定。负 载的选择有一定的灵活性，一般为了加快校正周期，选择电阻低的大负载。 2 6 整个系统的模块规划 新型分时控制方式对s i m ob o o s t 结构d c d c 的功率级和p w m 控制环路并没有修改， 而只是在逻辑控制，相位控制等方面进行了重新设计，因此参考文献m 1 8 1 后提出了整个系统 的模块划分。 2 6 1 功能模块组成 整个系统的功能划分如图2 1 l 所示： 1 2 s l m od c d c 变换器的新分时控制方式 1 d c d c 功率级电路： 与传统的s i m o 结构一样，由有源、无源器件，以及相应的控制开关管组成。 2 控制电路： 基本的控制电路还是与传统结构类似，包括锯齿波发生器，p w m 控制环等，而相位发 生器，控制逻辑处理电路( 包括驱动电路) ，电流感应电路、校正基准源等，则需要根据新 型分时控制方式的要求进行全新的设计。 图2 1 l 系统模块规划 2 6 2 模块功能简单描述 1 锯齿波发生电路 提供给电压比较器与输出端采样反馈电压进行比较后产生p w m 控制信号；二作为相位 发生器的输入信号。 2 相位发生电路 产生输出支路和校正支路工作的相位信号，用于逻辑电路的处理，以实现输出支路和校 正支路的交替切换控制。相位信号采用高电平有效，即当某条支路的相位信号为高电平时， 此支路才处于工作周期；相位信号为低电平时，此支路处于关断状态。由于系统中各支路是 分时工作，因此一个时刻只有一条支路状态有效，因此各相位信号在任意时刻只能有一个为 高电平，属于非交叠信号。 3 误差放大器 对输出端的电压波动响应产生误差信号，提供p w m 控制，是电压反馈控制的核心电路。 4 逻辑运算电路及驱动电路 1 3 东南大学硕士论文 对输入该模块的各个信号进行逻辑运算，并提高驱动能力，最终产生能直接控制功率级 电路以各个开关管的控制信号，这些信号直接决定了整个电路的工作状态。 5 电流处理电路 1 ) 电流感应电路 、 感应电感上流过的电流，并转换成一定电平的电压信号，用于后期的信号处理。 2 ) 电流校正比较基准源 在不同工作周期，切换不同的电流校正所需的电压比较基准，这直接关系到校正电路的 校正量和校正周期的长短。 3 ) 电流校正电压比较器 比较电压基准和电流感应电压信号，产生校正方向信号，用于后继逻辑处理电路产生校 正量和控制校正周期时间。 这三者可以统一考虑，组成完整的电流处理电路。 6 p w m 电压比较器 比较误差信号电压和锯齿波电源，用以产生p w m 信号，控制功率级电路输出支路的开 关管，实现p w m 控制。 2 6 3 电路工作频率、负载的选取和系统电源电压的规划 对于s i m o 结构的d c d c 变换器，若输出支路数目为n ，而系统的开关频率为f s ，由 于分时工作，各个输出支路的工作频率则为f s n 。单从表达式而言，n 可以取任意自然数， 但如果开关频率一定，n 很大就意味着f s n 很小，每个输出支路的工作时间很短，而空闲时 间很长，导致输出端的电压长时问下降，造成很大的电压纹波；从另一个角度，为了维持多 个输出支路有较小的纹波，就必须提高系统的开关频率，分时后使各个输出支路有较高的工 作频率。理论上越高的工作频率不仅可以减小对电感和滤波电容的要求，减小寄生效应的影 响，同时整个变换器的导通损耗也会降低，并且能提供更好的瞬态响应。但是当开关变换器 的工作频率大于l m h z 后，变换器中门驱动损耗和电容的开关损耗就占主导地位，两者都 是正比于开关频率。因此为了保证多个输出支路的正常工作，并且降低损耗，一般并联的输 出支路数量n 和开关频率f s 的选取都不能太大，针对本文中双输出支路的s i m o 变换器，n = 2 ，设定单个输出支路的工作频率f 为2 0 0 k h z ，因此系统的工作频率f s 为4 0 0 k h z 。 负载的选取也是一个需要考虑的方面。从图2 8 可以看到，输出支路a 和b 工作周期 中对应的电感电流波形越接近，需要进行校正的幅度就越小，也就意味着校正带来的能量损 1 4 s od c d c 变换器的新分时控制方式 耗就越少，整个系统的效率就更高，因此在选取两个支路的输出负载电流时，应尽量接近。 对于输出支路负载电流差距很大的情况，理论上只要校正精确控制，可以保证正常的c c m 工作方式，但可能会因为校正的幅度太大，导致效率下降。因此文中选择的负载电流接近， 同时为了体现c c m 拥有较大的负载能力，并可以与文献【1 7 1 8 1 的最终结果相比较，本文的两 个输出支路有相同的负载电流1 0 0 m a ，输入电压为1 5 v ，两个输出支路的额定输出电压为 3 v 和2 5 v ，负载典型值分别为3 0 q 和2 5 q 。 整个d c d c 的输入电压为1 5 v ，输出电压为3 v 和2 5 v ，其中逻辑电路，信号处理电 路，控制电路等都是直接采用输入电压为电源电压，只有功率级开关管的栅极控制信号的驱 动电路的电源在输入电压和系统输出电压的反馈之间切换。当系统初始阶段时，输出电压还 未上升至额定值，其电源直接由输入电压充当；而在输出电压超过输入电压时，则电路的电 源电压就由输出电压的反馈来提供，这样可以保证功率级开关管在任意时刻都可以正常工 作。 j 1 5 东南大学硕士论文 第三章功率级与p w m 控制环电路设计 本章首先讨论了功率级器件参数的选择，然后着重分析了p w m 控制环的设计。从系统 传递函数的角度分析，确定控制环路各个部分的参数，最后深入到具体电路的实现，其中包 括设计了与p w m 控制密切相关的锯齿波信号发生电路。设计完成后，先对误差放大器的正 确性和准确性进行了验证，最后将整个功率级和p w m 控制环整合起来，进行系统模拟，仿 真结果表明，不论外界条件变化与否，功率级输出电压都能稳定在设计电压处，系统设计的 正确性得到初步验证。 系统设计的指标要求，如下表3 1 。 表3 1 系统设计指标 额定电源电压v g 1 5 0 1 v系统开关频率f s 4 0 0 k h z 额定输出电压v o a ，v o b 3 v2 5 v输出电压纹波系数 2 额定输出电流i o a ，i o b l o o m a 5 0 m a效率t 1o 8 额定输出负载 3 0 q 、2 5 q 3 1 功率级器件的选择 功率级由基本的电感，滤波电容，开关管以及负载电阻组成的，其参数的选择对整个功 率级的性能影响很大，根据表3 1 给出的设计指标，通过计算可获得各个参数的选取范围。 3 1 1 电感 电感值的大小直接决定电感中电流的变化量。电感值过小，电感电流变化会很大，有可 能导致每个周期都有一段时间电感上的电流为零，系统进入d c m ，使得纹波系数变大，性 能变坏，为使系统始终保持c c m 下，应当满足1 2 7 ，2 8 】： e 丛也 型 倒： lo 慨 其中f 是各支路的： 作频率，e 是开关频率，可以计算得到： 1 6 ( 3 1 ) 功率级与p w m 控制环电路设计 。9 ：孥! ：! 业：1 5 朋， 4 2 3 2 2 0 0 七5 0 蒯 。q ：粤：! 竺童二! ：1 2 ：1 4 4 础。 “丹。2 2 5 2 2 0 0 七5 0 蒯一1 严 为留有一定余量，一般l 取计算结果的2 4 倍，查询c o i l c r a r 的相关产品选择型号为 d 0 3 3 4 0 p - 4 7 3s m 的电感，电感值为4 7 h ，其串连电阻参数d c r ( e s r ) = 1 1 0 m q 。 3 1 2 输出滤波电容 输出滤波电容的大小直接关系到输出电压的纹波v ，越低的输出纹波就需要越大的滤 波电容，两者有以下关系【2 7 2 8 l ： q 帮 2 ， y 矿， 由v v o 的纹波系数定义和设计指标可以得到： 巧= 3 2 = 6 0 聊y ，= 2 5 2 = 5 0 聊y 。 满足纹波特性要求的两条输出支路滤波电容应为： c 。! ! q 丝螋：6 2 5 胪，c 。塑丝坐生塑：6 胪。 “ 6 0 刀? y 3 2 0 0 七 。 5 0 刀z y 2 5 2 0 0 七 。 同样考虑设计余量，选取p a n a s o n i c 的2 2 心的电容，型号为e e f c d o k 2 2 0 r ，其串连电 阳e s r = 9 0 m q 。 3 1 3 功率开关管 开关管的导通电阻对整个功率级的性能影响十分关键。主开关的导通电阻直接影响输出 电压的上升速度，而输出支路中的开关管则很大程度上决定了整个支路导通损耗，最终影响 效率。为了减小导通电阻，除了有特殊工艺支持外，通常都是利用片内小单元m o s 管并联 来实现大的开关管。但过多的并联会造成开关管占用芯片面积增大，增加了成本，因此必须 在导通电阻和芯片面积之间权衡。在一些d c d c 的设计中，直接采用分立的特殊低导通电 阻的开关管，以减小导通损耗，提高效率。 设计在c s m c 的0 5 u m c m o s 工艺支持下，选择正常阈值电压模型的m o s 管进行并联。 不同开关管选择m o s 的类型也是需要考虑的一个方面。主开关管的导通次数最多，其导通 损耗的所占的比例也最大，因此选择载流子速度较快的n m o s 管，以降低并联数。而输出 支路的开关管则必须使用p m o s 。如果采用n m o s ，那么其源端即为输出电压节点，一般 维持在额定电压附近，如3 v ，而开关管的栅控制电压无法提供比输出额定电压更高的电平， 1 7 东南大学硕士论文 因此开关管的v g s 无法大于v t n ，管子始终处于截止状态，起不到开关的作用，所以p m o s 管是唯一的选择。同时p m o s 管还有利于降低控制电路的复杂程度，支路开关管和主开关 可以使用同个p w m 控制信号，来实现两者的交替导通。校正支路开关管只能选取n m o s 管，是因为在电感负向校正时，开关若采用p m o s ，其源端的电位很低，接近与零，而其栅 上最低的控制电平为零，因此p m o s 的i v g s i 无法大于f v t p i ，开关始终关断。采用n m o s 还 带来了其它的好处：1 尽量减少并联数，减少面积，2 降低控制复杂度。值得一提的是在原 理图2 9 中，校正支路是由开关与一个电阻组成，实际设计中减小n m o s 管的并联数，增 大其导通电阻，使得开关管不仅能够开关，又起了校正电阻的作用。 为了保证各个开关管能够快速并完全工作于截止或导通状态，栅上的控制电平最低为 零，最高为系统中可提供的最高电平( 额定3 v