（电机与电器专业论文）混合型有源滤波装置设计与应用研究.pdf

堡垒型童! 堡堡些鍪塞璧兰! 竺里丝! ! a b s t r a c t k st h er a p i dd e v e l o p m e n to fp o w e re l e c t r o n i ct e c h n o l o g y n o n 一1 i n e a r 0 a d sb r i n gt h es e r i o h sh a r m o n i cc o n t a m i n a t i o n i nor d ert oi m pr o v ct h e s u p p l yn e t w o r kq u a l i t y ，m a n yk i n d so fc o m p e ns a t or sh a v eb e e nd e v e i o p e d o n e0 ft h ee f f e c t i v ew a y st os 0 1 v es u c hk i n do fp r o b l e m sisu s i n gf i l t e r s p a s s i v ep o w e rf i l t er ( p f ) isa l w a y sa p p l i e di nt h eh i g hv o l t a g ea n dl a r g e c a p a c i t yc o n d i t i o n s t h ep r i n c i p l ei s i cr e s o n a n c e n o to n l yc a nb eus e d f o rh a r m o n i cf i l t e r i n g ，p fa l s oc a nw o r kf o rr e a c t i v ep o w e rc o m p e ns a t i o n i t o w e v e r ，e x c e p t t h e a d v a n t a g e o fl o w er e a r l y i n v e s t m e n ta n d h i g h o p e r a t i o ne f f i c i e n c y ，p fc a nn o ta d j u s tt ot h ec h a n g e f u lo r d e rh a r m o n i c sa n d t h ef i l t e r i n ge f f e c ti se a s yt ob ei n f l u e n c e db yt h ep o w e rs y s t e mr e a c t a n c e s o m e t i m e st h es e r i e sa n ds h u n ts y n t o n yw i t hm a i ns y s t e mw o u l de n l a r g e h a r m o n i c sa n dm a k et h i n g sw o r s e a c t i v ep o w e rf i l t e r ( a p f ) ，a sa n o t h e rk i n do ff i l t e re q u i p m e n t ，b e g i n t om a k eu s ef o l l o w i n gt h ea d v a n c e m e n to fg t r ，g t o ，i g b ta n de r e t h e u n i q u ea d v a n t a g eo ft h i sn e ws e t t i n gi sd y n a m i ch a r m o n i c sc a n c e l i n g n o w ， t h es h u n ta p fi st h em o s tw i d e l yu s e do n e i nt h i sp a p e r ，b a s e do dan e wt y p eo fp a r a l l e lh y b r i da p f ，s o m ek e y t e c h n o l o g i e sd u r i n gt h ed e s i g na n da p p l i c a t i o n sa r em a i n l yr e s e a r c h e d + f h e f o l l o w i n gi t e m sa r ei n c l u d e d ： 1 t h er e s e a r c hs t a t u so fa p f ，i t sh i s t o r ya n dd e v e l o p i n gf u t u r ea r e s u m m a r i z e d ， 2 t h eo p e r a t i o np r i n c i p l esa n db a s i cc o n f i g u r a t i o n so fa l lk i n dso fa p f a r ei n v es t i g a t e da n dc o m p a r e dh e r e 3 t h i sp a p e rs h o w san e wh y b r i df i l t e r t o p o l o g y ，w h i c hs u i t st h e a p p l i c a t i o no fl a r g ec a p a c i t yp r o j e c te s p e c i a l l y a t t h es a m et i m e ，a p a r a m e t e rd e s i g nm e t h o di sd i s c u s s e d 4 b yc o n t r a s t i n g ，a m o d i f i e dm e t h o do fm e a s u r i n gh a r m o n i cis i n t r o d u c e d m a t l a bs i m u l a t i o na f f i r m si t sv e r a c i t y 5 an e wd e a d t i m ec o m p e n s a t i o nm e t h o db a s e do ni m p r o v e dr e g u l a t i o n s a m p l i n gm e a s u r ei sp u tf o r w a r d k e yw o r ds ：a p f ；t o p o l o g y ；h a r m o n i cm e a s u r e ；i n v e r t e r ；p w m m o d u l a t i o n ；d e a d - t i m ec o m p e n s a t i o n 插图索引 2 1并联型有源滤波器系统构成图8 2 2电流型有源逆变器9 23电压型有源逆变器9 2 4有源电力滤波器的拓扑结构分类10 25串联型有源电力滤波器11 26单独使用的并联有源电力滤波器ll 2 7双并联型有源滤波器的级联补偿结构】2 2 8a p f 和p f 两者并联后再并联接入电网1 2 2 9串联谐振注入式混合有源电力滤波器i3 2 10 并联谐振注入式混合有源电力滤波器l4 2 1 1a p f 和p f 串联后再并联接入电网l4 2l2 注入式与s h a p f 的综合应用l5 2 13 用电感代替基波谐振电路的注入式与s h a p f 的综合应用l5 2 1 4 串联型a p f 和并联型p f 的混合使用1 6 2 15 串联型a p f 和并联型a p f 的混合使用1 7 3 1目前常用并联混合型有源滤波器18 3 2并联混合型注入式有源滤波器结构图l9 3 3单相等效电路2 l 34只考虑谐波分量时单相等效电路2 1 3 5不考虑电源电压畸变时单相等效电路2 1 3 6h a p f 单相等效电路2 5 3 7h a p f 单相简化电路25 3 8层状母线结构2 7 3 9逆变器总体结构2 7 3 10 混合型有源滤波器仿真模型2 9 3 1 1 未投入混合有源滤波器时母线电流谐波含量柱状图2 9 3 12 仅投入无源滤波器之后母线电流谐波含量柱状图3 0 3 13 投入混合有源滤波器时母线电流谐波含量柱状图3 0 3 14 现场装置图片3 1 3 15 未投入混合有源滤波器时母线电流波形3l 3 16 投入无源滤波器之后母线电流波形3l 3 17 投入混合有源滤波器时母线电流波形3 2 41 混合型有源滤波器控制系统信号流程图33 图图图图图图图图图圈图图图图圈图图图圉图图图图图图图图图图图图图图 混合型南源滤波装置设计，麻h j 研究 幽4 2基于瞬时无功功率理论的谐波电流检测流程17 图4 3基于改进算法的电网谐波电流检测流程3 9 图44主流程图4 3 图45 复化s i m p s o i l 积分计算流程图4 3 圈46基波检测仿真波形4 4 图4 7i i r 滤波和改进算法所获直流分量对比4 4 图4 8考虑频率偏差时i i r 滤波和改进算法所获直流分量对比4 5 图4 9考虑频率偏差时基波检测仿真波形4 5 闵4l0 基波发生变化时i i r 滤波和改进算法所获直流分量对比4 6 图4 11 基波发生变化时7 次谐波检测仿真波形4 6 图4 12 基波和谐波都发生变化时i i r 滤波和改进算法所获直流分量对 比图一4 7 图4 13 基波和谐波都发生变化时7 次谐波检测仿真波形4 7 图5 1p w m 逆变器a 相桥臂4 9 图52死区效应波形示意图5 0 图5 3逆变器输出等效误差电压与输出电流的关系51 图5 4误差方波幅频谱图5 2 图5 55 次谐波输出向量图5 2 图5 6死区效应补偿方法示意图53 图5 7规则采样法5 4 图5 8p w m 调制( i a lz 。j ，则由负载产生的 凿波电流将流入l c 滤波器。如果k z 。i ，则滤波特性由k 决定。除此 外，k 还起到阳尼z 。和z ，并联谐振的作用。 3 2 各部分参数设计研究 如图3 ，2 所示，并联混合型注入式有源滤波器主要由无源滤波器p f 、 基波串联谐振注入支路、耦合变压器、输出滤波器、电压型逆变器和直 流电容六部分组成。以下就其各部分参数的设计作详细的讨论。 3 2 1 无源部分设计 主要针对谐波治理对象的谐波含量特点，设置专门的单调谐无源滤 波器进行滤波兼无功静补，其中一条单调谐滤波支路还可构成谐振注入 支路，给有源滤波器提供谐波电流注入通道。 3 2 1 1 单调谐滤波器的设计 单调谐滤波器由电感、电容和电阻组成，它的工作原理是利用电感 和电容对某次谐波频率产生串联谐振使得滤波器的阻抗很小，从而把负 载中的该次谐波电流引入滤波器。滤波器对n 次谐波的阻抗为： 1 z 历= r 加+ j ( n c o s l 一) ( 3 8 ) n m s c 其中，国。为基波角频率。滤波器的谐振频率为： ， 1 ，n 2 2 r c x t 匠 ( 3 9 ) 从式( 3 8 ) 和式( 3 9 ) 可以看出，单调谐无源滤波器对基波的阻 抗是呈容性的，也就是说，单调谐无源滤波器能够提供一定的无功功率。 为减少因电网频率偏差原因使滤波器与系统在特征频率上出现并联谐振 的儿率，在确定单调谐滤波器的调谐频率时应将其设置为稍低于相应的 特征频率，即使滤波器从感性域上接近串联谐振。 在根据谐波治理对象的谐波含量特点确定单调谐无源滤波器的具体 滤波次数后，电容c 和电感l 具体参数设计主要由以下几个方面进行考 虑： ( 1 ) l c 的容量。单调谐滤波器中的电容和电抗器主要承受两种频率 的激励作用，一个是电网基波频率电压，另一个是调谐频率电流。那么 电容和电抗器的容量可表示为： 坝l 掌位论义 f，2 j q 产明”一“上n wj 【，(，2，。(?)二，,cq wl 十i ：i t w ，l 式 1u ! 为基波相电压，。为n 次谐波电流，在计算中应增大1 0 来考虑 背：繁谐波的影响。 ( 2 ) l c 的数值。采用投资费用最小的方法设计单调谐滤波器。设f 乜 容车电感的单位容量的投资为p 和h ，则滤波器所需的资金为： y = p q + 嘲l( 3 1 1 ) 由式( 3 9 ) 可知，y 是关于c 的函数，为求得y 取最小值时c 的值，用 y 刈c 求导并令其等于o 得电容值为： c = ( 3 12 ) 根据式( 3 9 ) 得电感值为： r 1 “一f 了 (3c 】0 ) n 2 1 4 ：j o3 。lo 若此参数值还不能满足无功补偿容量的要求，则可考虑加装并联电容器， 这样不但经济合理而且对滤波效果不会产生较大影响。 ( 3 ) 品质因数q 。定义品质因数为谐振频率峨下l 或c 的电抗与电阻 的比值： q ：盟：去 ( 31 4 ) 一r 加。r 向c 滤波器对于调谐频率的谐波阻抗与其品质因数q 成正比，即q 越大， 阻抗越小，其阻抗的频率响应曲线越尖锐，频率选择性越好。但是，滤 波器对于参数的变化会越敏感，一旦失谐，其性能将会变化很大，而且 一旦无源滤波器和电网发生串、并联谐振，谐波放大的程度也越大。因 此，滤波器的品质因数不能取得太大，也不能取得太小。在工程t ，可 采用如下的方法确定最佳q 值1 ： q = 三竺掣 ( 31 5 ) 其中e 为电网系统的最大阻抗角，t 为电网的最大频偏。q 值确定之后即 可根据式( 3 1 4 ) 得到r ，。的大小。若电感器内存在的内阻还不够大，可 考虑添加外接电阻器。 3 ，2 1 2 注入支路滤波器的设计 如图3 2 所示的谐振注入支路滤波器结构，要求l 1 和c l 调谐在馨 混台型有源滤波装置设计。i 脚用_ 究 波频率，利用l l 和c 1 刈基波谐振的特性，使有源电力滤波器既不承受 綦波电压也不承受基波电流，从而极大地减小有源电力滤波器的容量， 同时l 1 、c 1 和c c 还可组成另一条滤波支路，滤除特定次数的谐波。为 了给有源滤波器提供谐波电流的低阻抗通道，理论上要求c c 越大越好 故根据谐波治理对象的实际情况，应优先将l l 、c 1 和c c 构成较低次的 谐波滤波支路。在确定滤波次数之后，注入支路l c 参数可按单调谐滤波 器的设计方法逐一计算，在此不再详述。值得注意的是，考虑到工程中 常用的三相干式空心电抗器不同排列方式对互感的影响，也就是对其等 效品质因数的影响，在实际应用中应采用水平等边三角形排列，以尽量 消除互感对电抗器品质因数的影响，从而保证滤波效果。 3 2 2 有源部分设计 有源部分的设计除电压型逆变器外，主要还包括逆变器直流侧电容 电压和容值、输出滤波器电感和电容参数和耦合变压器变比的设计。如 果这些参数的设计不当，将直接影响a p f 的滤波性能，严重时还将导致 a p f 因过流、过压而不能正常工作，甚至毁坏。 3 2 2 1 输出滤波器的设计 有源逆变器输出电压中除了含有所需的补偿电压外，还含有因功率 器件的开断所带来的高频毛刺，如果将有源逆变器的输出电压直接加于 注入支路，显然会给电网带来新的高频谐波污染，因此必须用输出滤波 器将逆变器工作引起的高频毛刺滤除。由于a p f 中逆变器输出电压频谱 主要为低频有效谐波频率和高频开关毛刺频率，为了避免将这两种信号 过度放大而导致电路元件过压、过流，一般确定输出滤波器中电感l 和 电容c 的谐振频率f 。位于中间频段，使之满足1o f f t f 。1 0 。其中f 和 f 。分别表示逆变器输出补偿谐波的最大频率和p w m 载波频率。装设输出 滤波器的最初目的是为了滤除逆变器产生的开关谐波，但它对逆变器输 出的补偿谐波的幅值同样有着很大的影响，如果设计不当，一方面会使 高频开关谐波注入公用电网和用户受电端，影响到控制、通讯设备以及 精密仪器等的正常工作，另一方面可能会降低逆变器在补偿谐波频率段 的工作效率，从而影响a p f 的补偿能力。因此，在确定输出滤波器( o u t p u t f il t er o f ) 的谐振频率后，并不能简单的按照投资费用最小法设计电容 和电感的值，而需要考虑整个系统的网络阻抗。 倾l 学位论立 v t 墨 v t 曲c 。丰3 图3 ，6h a p f 单相等效电路 l oi l o i i i l l c o 1 1 l c c 图3 7h a p f 单相筒化电路 忽略电网和负载等阻抗的影响，我们可以得到上述结构h a p f 的单相 等效电路图，如图3 6 所示，将耦合变压器原边的电感、电容、和电压 按变压器原副边阻抗交换原理进行变换后，可得到进一步简化的等效电 路，如图3 7 所示。其中，k 为耦合变压器变比，v 。为逆变器输出电压， l 、= k l 。，c 。= c 。k ，v 。= k xv 。 图3 ，7 所示的电路在基波频率以上只有一个谐振点，其幅频特性由谐 振点向两边不断地减少。所以在设计输出滤波器和耦合变压器时，应该 把这个谐振点尽可能地设计在需要发出的主要特征谐波的中间，以便在 需要发出的特征次谐波点取得较高的幅值系数，从而降低逆变器所需的 电臣等级。即： j w 。l 。=忑i 二1 1 忑 - 埔 一乒1 + 志 上式中，w 。为理想谐振点的频率。因此，根据谐波治理对象的实际情况 确定l 。和c 。的谐振频率后，由式( 3 1 6 ) 即可获得输出滤波器的设计参 数。 3 2 2 2 耦合变压器的设计 耦合变压器连接在输出滤波器和注入支路之间，不仅可用来匹配有 源部分的电压和电流，而且可以起到电气隔离的作用，使得逆变器的维 堡垒型至堡鎏些些星坠耋皇堡里些垒： 护和绝缘都比较容易。 如图3 6 和图3 7 所示，有源逆变器的电压v ，。和电流i 。川用_ 卜，艾 表示： fv 。= i 幻z + i i i z = ( ，。z l t o + i i j z c 。) k li 。= ，。k 所以有源逆变器的容量为： s = z , o i o = ( 1 。z + “z c c ) i d( 3 18 ) 由于a p f 的有源部分被控制为一个谐波电流源，且流过耦合变压器 的基波电流基本为0 ，因此流过耦合变压器副方的电流只有谐波电流，最 大的时候等于无源滤波后的负载谐波电流。又上面设计各参数的原则是 应确保有源逆变器发出的电流大部分都流入c 。支路，于是可得i 。，一j 。， 参考式( 3 ，18 ) 可知： s ( z 曲+ z o ) ( 3 19 ) 由式( 3 19 ) 可见，有源逆变器的容量与耦合变压器变比无关，只 要知道无源滤波后负载谐波电流的最大值，所需的有源逆变器容量也就 可以计算得到。但功率开关器件是分等级的，比如i g b t ，就分6 0 0 v 2 0 a 、 1 2 0 0 v 6 0 0 a 等等，并不是任何电压和电流的都有，所以在有源逆变器容 量为定额时，还需要通过耦合变压器按式( 3 17 ) 来进行匹配，使功率 开关器件的容量得到充分的利用。 3 。2 2 3 逆变器的设计 大功率并联混合型有源电力滤波器的三相桥式逆变器采用了智能功 率模块( i p m ) 。i p m 智能功率模块是集门极驱动和短路、过流、欠压、过 热等保护功能于一体的i g b t 功率器件，其结构紧凑、性能稳定、工作可 靠，因此能大大地缩短产品的开发和调试周期。但i p m 工作在较高的开 关频率( 如6 4 k h z ) ，会在关断和开通的时候产生强烈的电磁干扰，轻则 导致系统上下位机通信失败，重则导致i p m 模块烧毁。引起大功率ip m 过电流的主要因素是母线电感和缓冲电路及其元件内部的杂散电感，而 且电感越大，则过电压越大。因而，大功率i p m 电路要求母线电感和缓 冲电路及其元件内部的杂散电感愈小愈好。要减小这些电感，需从多方 面入手。 第，采用层状母线结构：如采用传统的母线设计方式，由于大功 率i p m 的模块体积较大和散热的需要，难以实现低寄生电感的需要，为 2 6 此： ；= 装西采用了层状的特殊母线结构 图3 8 层状母线结构 在层状母线结构的设计中，用出绝缘层间隔的宽铜板来连接直流电 容和ip m 模块，这种超宽型的正负母线设计可以大大减少主回路的寄生 电感。为了进一步减少寄生电感，同桥臂两个i p m 之间的连接以及阻容 电路都采用层状铜板的形式，并尽可能地靠近i p m 模块。 第二，缓冲电路的设计：通用的i p m 缓冲电路有三种形式，其中采 用p 型r c d 和n 型r c d 结合的缓冲电路( 如图3 9 所示) ，其回路电感最 小适用于大功率i p m 模块。 - 粥嘲锅赫 ：孕 ijill 帆 = 剐捌书葑 l 哪 】 ilijl 图3 9 逆变器总体结构 3 2 2 3 逆变器直流侧电容的设计 有源逆变电路中的电容的作用是稳定电压，理论上电容值越大越有 利于电压的稳定，但大电容成本高，体积大，不利于现场应用。工程实 践中确定电容量的主要依据是限制逆变器工作在最低输出频率和额定输 出电流时直流电压的低频脉动率。所需滤波电容量可按工程经验公式计 簋： ， 良匆k ( i j - f )( 320 ) 式中i 为逆变器的额定输出电流方均根值，u d 为直流电压平均值，f 为 逆变器的最低输出频率，a 为允许的直流电压频率低峰值纹波因数，k 是与 负载位移因数角有关的系数。 在有源电力滤波器的控制中，若需要调制的信号是指令电流信号 堡垒竺皇塑鎏些茎兰些尘：! 坚星竺垒 1 则根据p w m 凋制原则有源电力滤波器的直流侧电容电压2 u ”鹰满足 f 列关系式： 2 2 2 吒q ( 3 2 1 ) 其中，i 为有源逆变器指令电流信号的最大幅值， n 为p w m 调制的渊 制度。 由前面关于有源逆变器容量的分析和相关参数设计的原则，参考图 3 6 和图3 7 ，可知在有源电力滤波器取得理想滤波效果时，应有： i s h ( z n + z ) i l k ( 3 22 ) 将式( 3 2 2 ) 代入式( 3 2 1 ) 可得： 2 u c 0 2 2 ( z + z n ) ，。舭r ) ( 3 2 3 ) 其中，i m 。为逆变器设计发出谐波分量的最大幅值。 又根据三角波调制法的定义知，0 r l l ，通常为了取得最佳的p w m 调制的效果，令n = o 8 。代入式( 3 2 3 ) 可得： 2 u c d 2 2 5 ( z “+ z ( _ ) - ，。i k ( 3 2 4 ) 至此，直流电容电压2 u 。就可以根据式( 3 2 4 ) 计算得到，实际应 用时，考虑到逆变器死区效应的影响，直流电容电压取值应比计算值略 大一点。 3 3 仿真与应用 根据某冶炼厂的具体谐波含量状况，结合以上详述的分析方法，得 到如f 设计参数： ( 1 ) 无源部分采用2 次和7 次单调谐滤波器，电容和电感值分别为3 6 2 2 m h 、7 0pf 、6 7m h 、3 0uf 、品质因数为5 0 ： ( 2 ) 注入支路兼有4 次滤波的功能，l l 、c l 和c c 分别为2 8 9 5m h 、3 5 0 uf 、2 5uf ： ( 3 ) 输出滤波器的电容和电感值取为0 5m h 、6 0p - f ： ( 4 ) 采用耦合变压器容景为1 0 0 k v a ，y ，y o 联结，6 k v 绝缘，变比为2 ； ( 5 ) 逆变器开关器件i g b t 的等级取为6 0 0 a 12 0 0 v ，选用三菱公司的智 能功率模块p m 6 0 0 h s a l2 0 ； ( 6 ) 直流电容取值为4 0 0 0 0 u f 1 0 0 0 v ，采用三相不可控整流桥供电。 利用m a t l a b 仿真软件中的s i m u l i n k 和p o w e r s y s t e l d 模块建立混合 型有源滤波器的模型，如图3 10 所示。 坝l 学位论文 图3 1 0 混合型有源逮波嚣仿真模型 利用仿真模型中的p o w e r g u i 模块能够狠方便的分析混合型有源滤波 器投入前后系统电流的谐波含量情况，其柱状图如图3 1 l 图3 1 3 所示： 要 n - 苫 器 一 芝 1 i 。 2 9 0 8 6 4 2 混台型有源滤波装置没计j 应用研究 。4 譬 。 熹3 苫 已 乞2 曼 墨1 。一： 一i i卜1 ： 言 芒 g 也 苫 邑 兰 图3 13 投入混合有源遽波器时母线电流谐波含量柱状图 由图3 1 l 图3 13 谐波含量图对比分析可以看出，采用该参数设计 值的混合型有源滤波器能够很好地滤除母线电流中的谐波分量。 目前，采用该设计参数的混合型有源滤波装置已在冶炼厂成功投运。 图3 14 为现场装置图片。图3 15 图3 17 是现场监控软件检测到的投 入混合有源滤波器前后的电网电流波形。通过图3 15 、图3 16 、图3 17 比较可以看出，所设计的混合有源电力滤波器能够有效地抑制电网谐波， 使得电网谐波电流大大降低。同时，由于混合有源电力滤波器补偿了一 定的无功，还可以改善变压器的无功补偿状况。 坝j j 学位论文 圈3 1 4 现蛹麓鼍髑片 图3 1 5 未投入混台有源滤波器时母线电漉波形 图3 16 投入无源滤波器之后母线电流波形 堡窒型塞堡堡些鍪兰璧生：! 些堡丝塞 3 4 本章小结 圈3 17 投入混合有潦滤波器时母线电流波形 有源电力滤波器作为改善供电质量的一项关键技术，日益成为国内 和国际研究的热点，尤其是大功攀装置的实际应用，目前国内少有先例。 本章提出了一套大功率的混合有源电力滤波器各组成部分的参数设计方 案，在考虑混合有源滤波器的基波无功功率补偿容量并满足与之相连的 有源滤波器的电压和电流等级要求的基穗l 上，尽可能的降低有源滤波器 补偿谐波电流的容量和无源滤波器酶成本。以该方案为基础设计的一套 大功率的混合有源电力滤波装置已成功投运，现场实际应用的结果表明， 该套装置能够很好的抑制电网谐波，并能补偿一定的基波无功功率，完 全达到设计要求，值得推广应用。 坝 二学位论义 第4 章谐波实时检测方法研究 有源电力滤波器的工作性能，很大程度上取决于对谐波电流以及基波 无功电流的高精度、实时的检测上。混合型有源滤波器数字化控制系统 信弓流程图如图4 1 所示，在从谐波检测到滤波控制的整个过程中，每 个环节都会给系统引入延时，使得滤波补偿电流存在一定的相位滞后误 差，造成凿波电流的不完全补偿，严重时还可能使电网谐波电流加大、 谐波污染加重。因此对谐波电流以及基波无功电流检测方法的研究具有 十分重要的意义。 畸变 三相 电网 圉4 1 混合型有潭滤波器控制系统信号流程图 4 1 目前常用的谐波和基波无功检测方法 通过一定的方法获得谐波和基波无功的信息，以此作为参考来控制 有源滤波器的输出，因此谐波和基波无功的检测方法又称为谐波和基波 无功参考电流或参考电压的获取方法。它相当于有源滤波器的眼睛，在 很大程度上决定了有源滤波器的工作性能。最早的检测方法是通过模拟 电路实现的，随着电子技术和计算机的飞速发展，谐波和基波无功的检 测也被数字检测方法给替代。 采用模拟电路来获取谐波和基波无功的优点是实现简单，其缺点是 由模拟滤波器引起的相位和幅值误差都比较大，而且高精度的模拟滤波 器很难设计，对电网频率波动和电路元件参数十分敏感，因而已极少采 用。它可分为带阻滤波器法和带通滤波器法。带阻滤波器法用带阻滤波 器将基波分量从检测的负载电流中滤去，得到的高频分量即为期望的谐 波参考信号。这种滤波方法可等效为差分控制，其抗干扰能力很差。带 通滤波器法的基本原理是滤出基波分量，从总的负载电流中减去基波分 量即为期望的谐波参考信号。带通滤波器法虽然不如带阻滤波器法直接， 但可避免带阻滤波器法对滤除信号产生的差分效应，这就是人们往往选 择使用带通滤波器法而不使用带阻滤波器的原因。但是带通滤波器法存 在较大的相位和幅值误差。 采用数字技术能够很好的克服模拟电路检测技术固有的缺点，如存 混台型自源滤波裟置鞋计j 应用研究 琵相f 口和幅值误差，因此，越束越得到广泛的应用。目日u ，常用的谐波和 篓波无功电流的检测方法有： ( 1 ) 传统的傅立叶和f f t 算法：采用快速傅立叶变换，从变换后的 电流信号中除去基波分量，再对余下分量进行反变换，即可得到谐波电 流的时域信号。这种方法的主要缺点是需要严格的同步采样，否则会产 ， i 频谱泄漏，引起较大的误差，在这种方法中，整个分析周期里各次谐 波的幅值和初始相位角都被认为是不交的，因此如果电网凿波在该周期 早有较大的波动，则会引起较大的检测误差。另外这种分析方法的延时 太长，为了计算傅立叶级数，需要至少一个电网周期的历史数据，因此 只适合于变化缓慢的负载。 ( 2 ) 改进的傅立叶级数法：其理论依据是通过傅立叶变换计算电流基 波分量，从负载电流中减去基波分量。具体做法是：通过修改主傅立叶 级数方程，得到一个具有滑动窗口的回归方程，采用两个不同的循环序 列来存储每个采样子周期计算的正余弦系数，新值覆盖老值，正余弦部 分的总和也连续的被更新。这种计算方法计算时闯很短，用于单相系统 时更快。该方法可用于单相系统也可用于三相系统。也有人提出了另外 一种改进的傅立叶分析法，它首先将三相信号变换为同步旋转方向和垂 直方向两个部分，再通过滑动窗口技术和傅立叶分析法得到基波有功电 流，进而得到滤波器参考电流信号。该技术用于补偿除有功电流外的所 有负载电流分量( 既非有功电流) ，该方法只适合于三相系统。这两种改 进傅立叶级数方法都需要严格的同步采样，否则有较大的计算误差。 ( 3 ) 乘正弦信号法：在这种方法中，电流信号乘以一个频率等于基波 频率的正弦信号，并对乘积进行积分，然后采用低通滤波器滤除积分结 果中所有的高次谐波。这种方法延时更大( 通常大于一个完整的电网周 期) ，和傅立叶分析法相似，只适合于变化缓慢的负载。 ( 4 ) 瞬时无功功率法：这种方法适合予三相系统，不过采取一些措施 ( 如在单相信号的基础上，根据三相对称的特点，构造出三相信号) ，也 可用于单相系统n ”1 。计算负载的瞬时功率，它包括直流分量和脉动分量， 结合一定长度的历史数据( 一般分布在整数倍的电网周期内) 分离出脉 动部分，按在三相内平均分配总电流的原则，计算得到所需的参考信号。 经过不断改进，现包括d q 法、p 1 法以及i 。一f 。法。其中p 叫法适用于 电网电压对称且无畸变情况下谐波电流的检测；f 。一i 。法不仅在电网电压 畸变时适用，在电网电压不对称时也同样有效；而基于同步旋转坐标变 换的d g 法可在电网电压不对称、畸变情况下精确的检测出谐波电流，其 优点是当电网电压对称且无畸变时，各电流分量( 基波正序无功分量、 硕士学位论文 不对称分量和高次谐波分量) 的检测电路比较简单。 ( 5 1 同步测定法：该方法计算系统平均功率，并按一定的规则在三相 内平均分配。它又可分为等功率法、等电流法和等电阻法，即把补偿分 量分配到三相去，分别使补偿后的每相功率、电流或电阻相等。补偿后 的电流均为与相电压同相位的正弦波，基本消除了无功和谐波成分，并 且采用同步测定法的三种途径，还可以校正功率因数，减少线路损耗， 平衡线路电流。但应该注意到，三相电压的不平衡势必造成补偿后的电 流不平衡，含有无功和负序分量。并且由于该方法需要进行较多的计算， 时间延时较大，这些都大大地限制了它的应用范围。 ( 6 ) 其他算法：主要是指随着自动化技术和人工智能技术发展起来的 各种优化算法和预测算法。他们也可用于有源滤波器参考电压和参考电 流的计算，如小波变换法、神经网络法、自适应预测技术等，毫无疑问， 这些智能算法的引入使得计算精度较高，响应也很好，只不过现代电子 技术比较难得实现。 4 2 基于瞬时无功功率理论的改进裂谐波检测方法 4 2 1 基于瞬时无功功率理论的基波和谐波检测方法 三相电路瞬时无功功率理论首先于1 9 8 3 年由赤木泰文提出。它突破 了传统的以平均值为基础的功率定义，系统地定义了瞬时无功功率、瞬 时有功功率等瞬时功率量。以此为基础可以得出用于有源电力滤波器的 谐波和无功电流的实时检测方法。这些方法具有物理概念明确、计算量 少、实时性强等一系列优点，通过不断的研究已经逐渐完善，并在许多 方面得到了成功的应用。 假设三相瞬时电压为： 吒= 乜c o s ( t o o t ) ：瓯c o s ( m o t - _ 2 7 r ) ) p 。：ec 。s ( t o o t + _ 2 1 r ) j ( 4 1 ) 而三相瞬时电流为、屯、。通过三相至两相的坐标变换把他们变 换到两相坐标系上得到e 。、和屯、。 阱| | | 擀：阴 式中，耻叫：- 肌1 2 - 一1 石2 ，： 。 p a b 2e a l 口+ e 8 1 8 定义口一口坐标系下瞬时无功功率为： q 印= e8 i 。一e d i8 叭阱巴- 勺e 翻j l i 芦 ( 4 2 ) ( 4 3 ) ( 4 4 ) ( 4 5 ) 当e a 、气、e c 、屯、屯、均为标准正弦波时，与平均有功功率尸相 等，而q 。和平均无功功率q 相同。为了使得检测结果不受电网电压畸变 的影响，采用跟e 。、相位相同的单位正弦函数来代替、，这时候式 ( 4 5 ) 中的p 印和q 印转变为电流矢量在电压矢量及其法线上的投影，定 义为0 和。 ( 4 6 ) 式中为基波角频率。这时，、中基波分量所对应的瞬时有功电 流珞及瞬时无功电流t + f q 为常数，而高次谐波所对应的瞬时有功电流k 及 瞬时无功电流k 则为交变量，可以通过一个低通滤波器从i ，、中分离出 k 、妇a 由式( 4 5 ) 可知： m ：卜， l 锄jl c o s c o o t 一s i n c o o t l c o s c o o t 1j kb， 可。业 钟甜 弓曩 吖 吣 蚶 咖啪 。l l | ，lj臣 跏翻仫脚 钟吣甜甜 m m 一 一 一 一 硕士学位论文 此时在a b - c 坐标系下的基波电流分量为： z 加 如嘲 ( 4 8 ) = c ”。i s 。i n 。c o 嘞o t ，- 一c 。o 。n s c o o ，t 。 p g ，1 筇8 p 同样通过三相电流瞬时值减去三相基波电流可以得到三相瞬时谐波 电流。检测电网谐波电流的检测流程如图4 2 所示。 图中c ：c ：i8 m w - - c o s o ) o 孔 l _ c o s f s l n fj 做必要的扩充之后，该方法也可以检测出任一次谐波及其负序分量。 若欲检测某次( 如k 次) 谐波电流分量，参考电压矢量选为膏次谐波电 压合成矢量吼即可，此时的p q 变换及其逆变换变为： 盏- c 呲o s k w c o o t 小i i ，a 。， 一c o s k o 口o t i p 一s i n 砌。rj h ( 4 1 0 ) 当扣l 时，检测结果即为基波正序电流分量。 4 2 2 基于瞬时无功功率理论的谐波检测改进方法 由于基于瞬时无功功率理论的谐波和无功电流检测算法具有实时性 强，实现简单等特点，因此在工程应用的许多方面都得到了成功的应用。 但是一方丽由于它是建立在三相电路的检测基础上，对单相电路的检测 要进行必要的扩充之后刁能应用，显得比较繁琐；另一方面，理论中三 脚脚 洫l 宝 s c r。l i i 1j k l 混台型有源滤波装置设计与应用研究 相向二相的变换是为了方便计算瞬时有功功率和瞬时无功功率而设计 的。在用该方法检测瞬时谐波电流的时候，由于电压信号转换为幅值为 单位长度的标准正弦波，已经失去了幅值和相位的信息，因此在算法中 瞬时有功功率p 和瞬时无功功率q 也就失去了原有的意义，故而算法中的 三相至两相的坐标变换及其反变换也就显得多余，可考虑在算法中省去 三相至两相及两相至三相的坐标变换，以减少计算量。另外，根据图4 2 所示，算法中主要延时产生于低通滤波环节，在实际应用中谐波含量千 变万化，在即保证准确性又尽量减小延时的情况下很难设计合适的低通 滤波器参数，因此可以考虑使用其它方法代替图4 2 所示的数字低通滤 波器，以兼顾谐波检测的时效性和准确性。以下就上述的两个方面对基 于瞬时无功功率理论的谐波检测算法进行改进。 4 2 2 1 计算环节精简 宜接对单相电流进行检测。与一算法一样，取与单相电压相位相 同的单位正弦函数来代替单相电压。设单相瞬时电压和单相瞬时电流分 别为： p = c o s ( 9 0 0 t ) ( 4 11 ) f = 凰c o s ( k c o o t + q ，k ) ( 4 12 ) 为了降低检测方法的计算量，省去前述算法中的三相至两相坐标变 换，直接求三相坐标系下的瞬时有功电流和瞬时无功电流。定义三相坐 标系下的瞬时有功电流和瞬时无功电流分别为： ：沁。s ( 矾f ) = 妻华( c 。s 嗽+ 1 ) 应) o f + 仇】+ c o s 【( 七一1 ) 嘞f + 吼】 “1 兰 ( 4 13 ) i ：沁i n ( 矾f ) ：妻导 s i i l + 1 ) f + 钆】一s i n 【( 七一1 ) r + 仇】) 瓠c 。- 嬲 则式( 4 1 3 ) 可以写为： 阱一 由式( 4 13 ) 可以看出，在单相瞬时电压取为与其同相位的单位正 弦函数的情况下，瞬时有功电流乇的物理意义是单相瞬时电流和单相瞬 3 8 - 时电_ h i 的乘积，这跟时域下的瞬时有功功率的定义是相同的：瞬时无功 电流的物理意义是单相瞬时电流和相位滞后z 1 2 的单相瞬时电压的乘 积，这跟时域下的瞬时无功功率的定义也是相同的。 将式( 4 13 ) 得到的三相坐标系下的瞬时有功电流和瞬时无功电流 通过低通滤波器后获得他们的直流分量。定义为f j 和i ：。 2 1 p2 了i ic o s 仍 一 ( 4 16 ) i ：一拿埘n 仍 由式( 4 12 ) 司知，基波电流的瞬时值为： i l = 2 1c o s ( c o o t + 9 j ) = 2 粤和。s 仍c o s 慨力+ 譬如协”砥钟) 】 = 2 i pc o s ( d o o t ) 一s i n ( t o o f ) 】 令：c 2 = 【2 c o s ( ，) 一2 s m ( 国0 0 】 则式( 4 ，1 7 ) 可以写为 卜c ：圈 l j ( 4 1 7 ) ( 4 1 8 ) ( 4 19 ) 通过式( 4 1 9 ) 求得基波电流瞬时值后用单相电流的瞬时值减去基 波电流瞬时僵即可以得到鼹时谐波电流。采用改进方法检测电网谐波电 流的检测流程如图4 3 所示。 圉4 3 基于改进算法的电网谐波电流检测流程 采用改进算法检测任一次谐波时，只需要将变换矩阵c ，和c ：替换为与 各次谐波对应的矩阵即可，例如要检测出，次谐波电流，令： 印 ：搿 ( 4 2 0 ) 鎏塞型塞堡篓堡董塞篓茎耋壁里丝塞 c 2 = 2 c o s ( n 6 0 0 f ) 一2 s i n ( n o j o f ) ( 乱2 1 ) 这时，式( 4 13 ) 变为 i p = i c o s 。r ) ：艺阜 c 。s g 瑞t + n c o o t + f j k ) + c 。 砜f 一肛f + 体) 】 f q = i s i n ( n c o o t ) = 艺阜【s i n 脚+ 吲训_ s i n 哪一吲训 。- 2 2 k = l 山 通过低通滤波器后，可以获得他们的直流分量。 - 1 7 d - ：如- 5 - i nc o s p n r q 一- - 一生2 ，。i n 仇 4 删 由此可以看出，在i ：和i ；中间包含了要检测谐波分量的幅值和相位 信息，因此我们可以求得 次谐波电流如。为：