（电力电子与电力传动专业论文）基于电流控制技术反激dcdc变换器研究.pdf

基于电流控制技术反激d c d c 变换器研究 a b s t r a c t f l y b a c kd c d cc o n v e r t e rb a s e do nc u r r e n tc o n t r o lt e c h n i q u ei s r e s e a r c h e di nt h i s p a p e r d i f f e r e n to p e r a t i o n m o d e so ff l y b a c kc o n v e r t e ra r e a n a l y z e da n dc o m p a r e d t e c h n i q u e o f r c d c l a m p a n da c t i v ec l a m pi nf l y b a c kc o n v e r t e ra r er e s e a r c h e d t h es t e a d y p r i n c i p l eo f a c t i v ec l a m pf l y b a c kc o n v e r t e r a n dt h ed e s i g ng u i d el i n eo f i t sp a r a m e t e r sa r e a n a l y z e d i nd e t a i l s m a l l s i g n a lp r o p e r t i e s o ff l y b a c kc o n v e r t e r sa r e a n a l y z e d i n t h i s p a p e r i n o r d e rt o i m p r o v et h er e l i a b i l i t yo ft h es y s t e m , c u r r e n tc o n t r o lt e c h n i q u ei s r e s e a r c h e di nt h i sp a p e r u s i n gr c dc l a m p ( w i t hc o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e a n dd i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ) a n da c t i v ec l a m pf l y b a c kc o n v e r t e rt o d e s i g na n dm a n u f a c t u r er e g u l a t e dp o w e rs u p p l y p r o t o t y p er e s p e c t i v e l yi nt h i sp a p e r e x p e r i m e n t a lr e s u l t sa r eg i v e n e x p e r i m e n t a lr e s u l t s a r ei d e n t i c a lw i t h t h e o r ya n a l y s i s t h r e er e g u l a t e dp o w e r s u p p l yp r o t o t y p e sa r ec o m p a r e di n t h ee n d k e y w o r d s ：c u r r e n tc o n t r o lt e c h n i q u e , f l y b a c kc o n v e n e r , r c dc l a m p ，a c t i v ec l a m p , s m a l l s i g n a lp r o p e r t y 第一章绪论 1 1 机内稳压电源理想电路拓扑 电力电子变换器广泛应用于飞机、导弹、舰艇、工业控制系统、微型计算机、 家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展。 各类电力电子变换器均需要机内稳压电源，要求机内稳压电源具有功率密度高、变 换效率高、静态精度高和动态响应速度快等优点。因此，寻求高性能的机内稳压电 源是电力电子技术重要的研究内容。 d c d c 变换器可分为两类：非电气隔离型d c d c 变换器，包括b u c k 变换器、 b o o s t 变换器、b u c k b o o s t 变换器、丘克( c r 【) 变换器，这类变换器适用于升降 范围窄、输入输出间无须电气隔离的场合；电气隔离型d c d c 变换器，包括反激、 正激、推挽、半桥及全桥变换器，这类变换器适用于升降范围宽、输入输出间需要 电气隔离的场合。 由于反激f l y b a c k 变换器具有电路拓扑最简洁、输入输出电气隔离、升降范围 宽、易于多路输出等优点，广泛应用于中小功率变换场合。因此，反激f l y b a c k 变 换器是机内稳压电源理想的电路拓扑。 1 2 反激变换器的发展与现状 反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关 断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感 电流变化率大，电流峰值大，c c m 模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高 的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。 电力电子技术研究人员对此进行了大量的研究。 1 2 1 有损r c d 吸收电路 r c d 吸收电路可加在变压器原边两端或开关管两端，电路拓扑如图卜1 所示，前 者称为r c d 箝位，后者称为r c d 缓冲，也可将它们组合使用。r c d 箝位电路比r c d ( a ) r c d 箝位电路( b ) r c d 缓冲电路 图1 - 1r c d 吸收电路 苎王皇鎏笙型垫查星堂里鱼里曼壅垫墨堑塑一 缓冲电路更适合于在反激变换器中应用。这类电路特点为：电路拓扑简洁；开 关管关断时，变压器漏感能量转移到电容c 上，开关管漏源电压被箝位：漏感能 量消耗在电阻i 上，变换效率较低。 1 2 2 无源无损箝位电路 1 2 2 1 带有能量归还绕组的二极管箝位电路 电路拓扑，如图1 - 2 所示。该电路特点为：归还绕组n 3 须和n l 匝数相等； 漏感能量通过d 2 归还给电网；要求n 1 和n 3 能全耦合，这一般难以做到。 图卜2 带有归还绕组的二极管箝位电路图卜3 双晶体管、双二极管箝位电路 1 2 2 2 双晶体管、双二极管箝位电路 电路拓扑，如图1 - 3 所示，该电路特点为：可以降低开关管u 。的耐压，使每 个场效应管上施加的电压幅值不超过u + ，适合于高输入电压场合。需多用三只器 件：s 2 、d 1 、d 2 。 1 2 2 3l e d 箝位电路 电路拓扑，如图卜4 所示。该电路有四种工作模式：模式i ( 功率开关s 导通与 截止期间均无能量回馈到电网) ；模式( 功率开关s 导通与截止期间均有能量回馈 到电网) ；模式( 功率开关s 导通期间有能量回馈到电网) ：模式( 功率开关s 截 止期间有能量回馈到电网) 。 该电路的特点为；变压器漏感能量和磁化能量无损地回馈到电网中去；高 频时较大的l c 谐振电流增加了功率开关s 的导通损耗，一般适用于开关频率低于几 十脚z 场合，以保证高变换效率。 图1 - 4l c d 箝位电路图卜5 有源箝位电路 南京航空航天大学硕士学位论文 1 2 3 有源箝位电路 电路拓扑，如图1 5 所示。将有源箝位开关s c 和筘位电容c c 串联组成的箝位 支路，并联在变压器原边绕组两端。该电路特点为：利用箝位电容c c 及m o s 管 输出电容和变压器绕组漏感谐振，创造主开关s 、筘位开关s c 零电压开通( z v s ) 的 条件；将变压器的漏感能量吸收并回馈到电网侧，消除了漏感引起的关断电压尖 峰，功率开关承受最小电压应力；降低了副边整流二极管关断时的d i d t ，使反激 变换器在c c m 模式工作时二极管反向恢复问题得以减轻或者消除，降低了整流开 关损失和开关噪声。 1 2 4 箝位电路性能比较 反激变换器各种箝位电路性能比较，如表1 1 所示。r c d 吸收电路因电路拓扑 简洁，电路实现容易，广泛应用于对变换效率要求不太高的场合：有源箝位电路使 反激变换器功率开关获得z v s 开关，开关频率高。因此，本文选定有源箝位反激变 换器和r c d 箝位反激变换器作为机内稳压电源实现的电路方案。 表1 1 反激d c d c 变换器箝位电路性能比较 、籀位电路 有损r c d 吸收无源无损箝位电路有源箝位电路 雠弋 电路 归还绕组法双晶体管l c d 箝位 电路拓扑简洁简洁复杂中等中等 功率开关s il 。+ ( n l n g u o 2 u i u i u i 。x + ( n l n g u o il 。，( n l n 2 ) u o 电压应力 功率开关sz v s 关断z v s 关断z v s 关断z v s 关断z v s 开关 辅助开关s c ， ， ， z v s 开关 开关频率f s中等中等中等低高 电路实现易难中等中等中等 1 3 课题意义与主要研究内容 1 3 1 课题的研究意义 本文课题来源于国家自然科学基金、江苏省自然科学基金资助项目“高频交流 环节a c a c 变换器原理研究”及两项航空基础科学基金资助项目“高频脉冲直流环 节航空静止变流器研究”、“高频脉冲交流环节航空静止变流器研究”研究内容。这 三个项目的机内稳压电源均采用基于电流控制技术反激d c d c 变换器完成。 课题研究意义为： 通过对r c d 箝位和有源箝位反激变换器的比较研究，旨在做出高功率密度、 高变换效率和高可靠性的机内稳压电源，并为拓宽反激变换器的应用提供技术基础。 通过对电流控制技术的研究，提高系统的稳态和动态性能，增加系统可靠性。 基于电流控制技术反激d c d c 变换器研究 1 3 2 本文主要研究内容 本文重点研究了有源箝位反激变换器稳态原理、参数设计准则及小信号特性， 其次研究了反激变换器稳态原理与r c d 吸收电路设计方法，还研究了电流控制技 术。其主要内容分为以下七章： 第一章分析了机内稳压电源的理想电路拓扑，概述了反激变换器发展与现状。 第二章分析了反激变换器三种模式及r c d 吸收电路的设计。 第三章研究了有源箝位反激变换器稳态原理与设计。 第四章研究了有源箝位反激变换器小信号特性。 第五章研究了电流控制技术。 第六章详细论述了基于电流控制r c d 筘位( c c m 模式、d c m 模式) 、有源箝位 反激变换器机内稳压电源2 0 w2 7 v d c + 1 5 v ( 1 0 a ) 、一1 5 v ( 0 2 a ) 、+ s v ( 0 4 a ) 设计过 程，给出了试验结果，试验结果和理论分析一致。对两种机内稳压电源性能进行了 比较。 第七章对本文的工作进行了总结，提出了进一步工作的设想。 4 南京航空航天大学硕士学位论文 第二章反激变换器稳态分析与r c d 吸收电路设计 2 1 反激变换嚣稳态原理 反激变换器电路拓扑，如图扛l 所示， 变压器兼起储熊电感作用。根据电感电流是 否连续憋反激交换器分成毫感电流连续模式 ( c c m ) 、电流牾猝连续模式、激流断续模 式( d c m ) 。不同模式时电感电流波形，如 阔2 2 所示，圈中i ，如分别为反激变换器 变联器原剐边电感电流，d 为开关s 蛇占窆 比，t s 失变换器秀关周期。 l l 0 1 2 0 fl。 nn 1 1 0 1 2 o 匿2 - l 度激变换嚣彀路拓羚 ；鼍园么 。警峻尘， ( a ) c c m 模式( b ) d c m 模式 ( c ) 电流i | 蠡界连续模式 圈2 - 2 电惑l l 和l 2 的电流波澎 2 1 。1 电流连续模式 电流连续模式表示副边电感电流2 在开关s 截止期间没有下降到零。根搬磁通 连续性原理可得 u 。= 鲁南u ； ( 2 一1 ) 式( 2 1 ) 表明，输出电压的大小与负载无关。设反激变换器输出功率隽p 。，变换效率 为n ，贝i j 输入电渡平均篷为 诤南 输入电流峰值为 k = 南+ 等。 2 。1 2 电流断续模式 ( 2 2 ) ( 2 - 3 ) 电流断续耩式表示副边电感电流b 在开关s 截止期间已下降到零，反激变换器 的输入功率和输出功率分别为 茎王皇鎏塑型垫查垦塑旦兰! 兰奎垫墨堡壅一一 e = 寺n = 等 协4 ， p o = u 。i 。 ( 2 5 ) 设变换效率n = 1 0 0 ，由式( 2 - 4 ) 、( 2 - 5 ) 可得 u 。= 瓦u i 2 d f 2 t s ( 2 6 ) 变换器工作于电流断续模式时，输出电压与负载有关，负载减轻时，输出电压升高。 输入电流峰值为 1 1 p = 盎= 警。 ， 2 1 3 电流临界连续模式 电流临界连续模式介于电流连续模式和电流断续模式之间，这种模式下，输出 电压和输出电流同时满足式( 2 - 1 ) 和( 2 - 6 ) 。将式( 2 - 1 ) 代入式( 2 - 6 ) 得 i g = i o - 等是即删= 案 s ， 式中i 。为临界连续电感电流。 当占空比d = 0 5 时临界连续电流达到最大值i i 。：旦盟 ( 2 9 ) 8 “8 l in ， 。 将式( 2 9 ) 代入式( 2 - 8 ) 得 i g = 4 i g 。x d ( 1 一d ) ( 2 一l o ) 再将式( 2 - 9 ) 代入式( 2 - 6 ) ，得电流断续模式下的外特性为 卜4 - 。鲁岂 2 1 4 反激变换器的外特性曲线 根据式( 2 1 ) 、( 2 - 1 0 ) 、( 2 - 1 1 ) ，得到反激变换器外特性曲线，如图2 3 所示。 a 左边的曲线( 对应于式( 2 11 ) ) 为d c m 模式时外特性，曲线a ( 对应于式( 2 1 0 ) ) 为临界连续模式时外特性，a 右边的曲线( 对应于式( 2 - 1 ) ) 为c c m 模式时外特性。 反激变换器外特性有如下特点： 电压源特性：当变换器工作于c c m 模式时，输出电压与输出电流的大小无关，交 6 南京航空航天大学硕士学位论文 换器的外特性类似于电压源特性； 类电流源特性：当变换器工作于d c m 模 式时，变换器存在很高的非线形内阻，变换 器具有类似于电流源的特性。 u 。n l u n 2 i 陬 2 1 5 不同工作模式比较 。 反激变换器工作于c c m 和d c m 模式时， z 工作情况比较如下： 1 由式( 2 - 3 ) 和( 2 7 ) 可知，在同样输出功 率时，c c m 比d c m 模式峰值电流小得多，或 ” 者说选用相同电流容量的功率管c c m 模式能 输出更大的功率。 i o i g 。 图2 3 反激变换器的外特性 由式( 2 - 8 ) 可知，若变换器设计在整个工作状态电流连续，i 一。，最小输出电流 为临界连续电流，电感量 l i 旦i 2 1 q 2 丛垦：旦! 王釜垦 ( 2 1 2 ) 2 i o 曲u 。2 p o m j n 若变换器完全工作于断续模式，i 产i 。，最大输出电流为临界连续电流，电感量 l l 旦i 2 1 塑2 垦：旦i 21 丛2 垦 ( 2 1 3 ) 2 i 。u 。 2 p o 一 由此可知，相同输出功率时，d c m 模式比c c m 模式电感量小得多，储能变压器体 积也要小得多。 由外特性曲线可知，如果变换器工作于d c m 模式，由负载变化引起的占空比调 节范围很大，使调节困难，因此d c m 模式一般用于负载变化很小且输出功率小的 场合；变换器工作在c c m 模式，对于输入电网电压以及负载的变化只需较小的脉 宽变化便能维持输出电压u 。的恒定。 由图2 2 ( b ) 可知，d c m 模式时变压器副边整流二极管在原边功率管再次开通 前电流已下降到零，没有由于二极管反向恢复引起的振玲现象和由此引起的无线电 干扰问题；c c m 模式时，则存在副边整流二极管的反向恢复问题。 2 2r c d 吸收电路设计 2 2 1 r c d 箝位电路设计 r c d 箝位电路图，如图1 - 1 ( a ) 所示，功率管s 关断时，变压器漏感能量转移到 电容c 上，然后电阻r 将这部分能量消耗掉。开关管导通过程中电容c 不一定放电 到零，因此功率管关断时，漏源电压上升过程中，段时间内电容c 不起作用，这 有利于反激过冲。 7 苎三皇亟塑型垫查垦塑旦星! 丝壅垫塑里壅 2 2 i 1r c d 电路参数设计 ( 1 ) 功率管截止时，漏感能量等于电容c 吸收的能量 i l 址1 2 p = 去c ( u d s u i ) 2 一寺c u 2 嘲 ( 2 _ 1 4 ) 式( 2 1 4 ) 中，l 1 k 为变压器漏感、l i p 为原边电感电流峰值、u 为最大漏源电压、u 。t 为电容c 初始电压、u 。为输入直流电压。故 c ：堕；：( 2 - 1 5 ) ( u d s u i ) 一u m 2d ( 2 ) 电容c 上的电e , f i 是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电 状态。在功率管开通之前，电容c 上的电压不应放到低于( n 。n ：) u 。，否则二极管d 导通，r c d 箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻r 根据下式求得： 一t 击 、t ( u d s - u i ) e 跹导u 。 ( 2 1 6 ) 1 、2 电阻r 额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为 p k = 去l l k l i p f s = 【去c ( u d s u i ) 2 一吉c u f s ( 2 1 7 ) ( 3 ) 二极管d 承受的峰值电压为u i + ( n 。n 2 ) u 。，峰值电流为原边电感峰值电流i ，。 2 2 i 2r c 参数对电路性能的影响 r c 取不同值时，电容c 的电压波形如图2 4 所示。图2 4 ( a ) 中，c 取值较大， c 上电压缓慢上升，副边反激过冲小， 变压器原边能量不能迅速传递到副 边。图2 4 ( b ) 中，r 、c 值合适，c 上 电压在开关管截止瞬间冲上去，然后 二极管d 截止，电容c 通过电阻r 放 电，到功率管开通瞬间，c 上电压应 放至0 接近( n ，n ：) u 。图2 4 ( c ) 中，r 、 c 均偏小，c 上电压在管子截止瞬间冲 上去，然后因为r c 时间常数小，c 上 电压很快放电到等于( n l n 2 ) u 。，此时 r c d 箝位电路和副边负载一样，成为变 u s 同墅厂 帆性u u 。毒毒 ，：越三艇m j u u 伸埘 换器一路负载，消耗储存在变压器中的能量， 2 2 2r c d 缓冲电路设计 图2 - 4r c 取不同值时电容c 的电压波形 效率降低。 r c d 缓冲电路图，如图1 - 1 所示。在开关管关断瞬间，有电流流过电容c 和 阻尼二极管d ，开关管漏源间电压上升速度减慢。电阻r 在开关管接通瞬间将电容c 上电荷迅速放掉，并防止通过开关管的电流过分增加。 8 南京航空航天大学硕士学位论文 2 2 2 1r c d 电路参数设计 ( 1 ) 功率管截止时，漏感能量转移到电容c 中去 丢l m i ；：丢c u ；s ( 2 - 1 8 ) 式( 2 1 8 ) 中，l l k 为变压器漏感、1 1 p 为原边电感电流峰值、u 。为最大漏源电压。故 c ：l u , i , 2 p ( 2 - 1 9 ) u 矗s ( 2 ) 功率管导通期间，电容c 上的电荷必须放完。放电电阻r 为 r ：d m i t s( 2 2 0 ) f 3 5 ) c 电阻r 额定最大功率( 即箝位电路消耗的功率) 为 p r = 丢c ( u ；+ 熹u o ) 2 f s ( 2 _ 2 1 ) ( 3 ) 二极管d 承受的峰值电压为u i + ( n 。n z ) u o ，峰值电流为原边电感峰值电流i 。，。 2 2 2 2 缓冲电容c 不同取值对电路性能的影响 不同c 值时开关管s 的u 。波形如图2 - 5 所示。图2 5 ( a ) 中，c 值合适，时间t f 内，漏感能量转移到c 上，c 上电压上升：时间t b 内，c 上 一部分能量通过变压器原边线 圈送回电源，c 电压下降，当c 上电压下降到u i + ( n 。n ou 。时， 即筘位在此值，这种情况下， 关斩时上升速度 ( 曲c 值台j 盖c o ) c 雠小( c ) c 值偏大 副边有合适的反激过冲，电能迅图2 - 5 不同c 值时开关管u 雎波形 速传到副边，功率管承受的峰值电压应力u 。值合适，开关损耗不大，箝位电路损耗 为1 2 c ( u 。+ n ，n 2 u 0 ) 2 f s 。图2 - 5 ( b ) 中，c 值偏小，反激过冲偏大，功率管承受的峰值 电压应力u 。值偏大，开关损耗变大，但此时箝位电路损耗1 2 c ( u 。+ n ，n 。u o ) 2 f 。比图 2 - 5 ( a ) 中小。图扛5 ( c ) 中，c 值偏大，变压器副边反激过冲太小，电能不能迅速传 递到副边，到开关管开通时，c 上只有极小部分能量送回电源，设电压为，则 u 。+ n 。n 2 u o ，回路损耗1 2 c u 。2 f s 较大。 该电路中，功率管开通时c 上电压必须放到0 。正激变换器中采用该电路更合适。 9 茎王皇鎏望型垫查垦塑婴! 兰奎垫墨堡塞 第三章有源箝位反激变换器稳态分析与设计 3 1 稳态分析 有源箝位反激变换器电路拓扑及其稳态原理波形，如图3 - 1 所示。变压器用磁 化电感l m 、谐振电感l r ( 包括变压器漏感和外加小电感) 和只有变比关系的理想 变压器t 表示，谐振电容c r 包括两个开关s 和s 。的输出电容。 j i i厂 ： 了l in i旷 i 崔卜“i i 叶 lx ll 川 丽l l l k y卜 l = | | 。安l l 、j l 、! l i ：n ，一n，一瞒 ( a ) e g 路拓扑( b ) 稳态原理波形 图3 - 1 有源箝位反激变换器电路拓扑及其稳态原理波形 假设：( 1 ) 所有的开关器件是理想的；( 2 ) l ，远小于l 。，典型值为l m 的5 1 0 ： ( 3 ) l ，中储能足以使c ，电荷抽尽；( 4 ) l ，与c 。的半个谐振周期大大于功率开关s 的最 大截止时间，即刈巧i t 矗；( 5 ) c c m 工作模式。稳态工作时每个p w m 开关 周期开关状态等值电路，如图3 2 所示。七个开关状态为： t 。t 。：t 0 时刻，s 开通，s 。和d 截止，d c 也截止，l 。与l ，线性充电； t ，t 2 ：t 。时刻，s 关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对c ，充电，充电 时间很短暂，使得a d s 近似线性上升； t ：t ，：t ：时刻，u 。上升到u i + i j c ，d c 开通，将l r 和l 。串联支路端电压箝位在u c 。 u o ( n 。瓜2 ) ，l 。和l 。以一定比例分压，几乎所有的磁化电流通过箝位支路对 c c 充电( c c c ，) ，u l 下降规律为 u - 一毒n _ u c 仔， t 3 t ：t 3 时刻，u l 已经下降到使d 正偏导通，随后u 1 箝位值为一u 。科。小2 ) ，l r 和c c 开始谐振，l f 上的电压为u 。- u o ( n 。帆) ，i 。下降速率为【l | c u o ( n ，n 叼】l ，在i c 开始反向之前开通s 。，s 。便获得了z v s 开通； t 4 t ，：t 4 时刻s 。关断，l ，与c r 谐振，在c ，放电期间u 。仍然被箝位在一u o ( n ，值上： 1 0 h吼q且如h b k b b 南京航空航天大学硕士学位论文 u i u i u i ( f ) t 5 k ( g ) t 6 t 7 图3 - 2 有源箝位反激变换器各开关状态等值电路 t ，t 6 ：t s 时刻u 。= o ，假定l f 储能大于c f 储能，则足以使s 体内寄生二极管开通， l 上电压箝位在u , + u o ( n 。值上，这使整流二极管d 中电流i 2 下降速率为 生：一堕( 旦2 ：型! ! 堕2 + 旦i 旦! ：堕! ! 堕2 1 d t n 2 、l m。l， 7 基于电流控制技术反激d c d c 交换器研究 。一粤坠墨盟盟( l 。羚l ，) ( 3 - 2 ) i n2 l 。 t 6 t 7 ：k 时刻s 零电压z v s 开遗，随着0 上升，吐逐渐下降，b 时刻0 已上升到磁 化电流i 。值，i 2 = 0 ，d 反偏，u 。由一u o ( n 。斛2 ) 变为u i ，隧看l m 和k 爵次线性 充电，新的p w m 开关周期又开始了。 要实现功率开关s 的z v s 开通，应在屯t 6 期阔加驱动信号，否剜k 过零变正 厦，k 将再次对c ，充电，功率开关s 便失去了z v s 条彳牟。s 开通与s 。关断的间隔 应有严格要求，其值应不超过k 和c t 谐振周期的四分之一，朝 t 6 一t 4 芸0 l ，c r ( 3 3 ) 此外，s 。关断时k 储能应不小于c ，镶熊，以便能将0 上电荷抽尽，帮 w h w e ，i s c 美薪 ( 3 - 4 ) 由上述分轿可知，有源箝位反激变换器具有下歹l l 优点：( 1 ) 褡位电容c c 将交箍器派 感中能量吸收并回馈弼憩阏侧，消除了漏感引起的关断电鹾尖蜂，功率开关承受最 小电压应力；( 2 ) 箝位电容c c 和谐振电容c r 与谐振电感l r 谐振，便主辅歼关均获 得了z v s 开关；( 3 ) 谐振电感k 使整流二极管d 关断电流变化率减小，降低了d 反 离恢复引起的芙断损耗和歼关噪声。 3 2 关键电路参数设计 3 。2 。1 磁化毫感k 有源籍位反激交换器功率开关电流波形和传统反激交换器相似，交压鬃磁化皂 感l m 仍按传统方法设计。l 。大小决定了c c m d c m 工传模式的边界条件，即 k = 爱争 ( 3 - 5 ) 式( 3 5 ) 中，p 。为电感电流临界连续时输出功率。 3 2 2 谐振电感l ，与功率开关s 谐振电感k 的弓l 入导致了功率开关电压应力增加和占宝鼓：的丢失。功率开关s 和箝位开关s 。电压应力为 u d s 。( s 、s c ) “u i 。+ 熹u 。+ u h ( 3 6 ) 式( 3 - 6 ) 中，札是l f 弓l 入后附加的电压，其丈小为 u k 吐警也丽2 i t n , ( 3 - 7 ) 堕室垫窒堕丕查堂堡主兰鱼堡苎 式( 3 7 ) v p ，i 却为谐振电感峰值电流( 功率开关s 和箝位开关s c 的峰僵电流) ，即 脚= ，c 叩= 印= 矗+ i 1 三i ：争 ( s _ s ) 将式( 3 8 ) 代入式( 3 7 ) 得，u h 与u d 。( s 、s c ) 分别为 u i r 堡型 ( 3 9 ) “1 1 u j m d m i n ( 1 一d l n i n ) u 。s 。( s 、s c ) = u i m a x + 是u 。+ 而j 2 l r i f s p o 而m “j 3 ，1 。) 实际有效占空比d 订略小于开关s 驱动信号占空比d ，即丢失的占空 t a d 为 a d = d d 心 ( 3 - 1 1 ) 南千 。刊一一岳+ 丢器， h ，= t l m , m i n 一土q u i d 卷 d i l r ：旦i ! 型! ! 型! ! 旦! d t l ， 所以，丢失的最大占空比d 。为 a d m i x = t 7 f - t _ _ _ _ 王警= 坠学 ( 3 - 1 2 a ) ( 3 一1 2 b ) ( 3 一1 2 c ) = 而f l u 毋( 器l q n 网 b 1 3 ) 。d 呻i + l2 ) u oj 、 。 图3 - 1 所示时刻( t 。时k r 为零，此时s 加上驱动信号) ，丢失的占空比最小，即 血曲=半=tilr【v)(diudt)“ 由式( 3 4 ) 可得 i s p u c ，屉 警 f 3 1 4 ) ( 3 - 1 5 a ) ( 3 - 1 5 b ) 而雨而 基于电流控制技术反激d c d c 变换器研究 u c ，_ u i + 熹u 。+ u l r ( 3 1 6 ) u 。是谐振电感l ，的函数，精确地求解式( 3 - 1 6 ) 比较困难。事实上，电压u u 与 u i + ( n 。n 2 ) u o 相比较小，因此功率开关s 获得z v s 开通的l ，值可近似表示为 l，l盟坠导必(3-zvs 1 7 ) l f i广一 1 。7 谐振电感电流1 l r 为功率开关电流i s 与箝位电容电流i c 之和，其有效值为 k 一计( ；一划a t 心，一尚卜w 2 “i f 。n u p o u ；、i ，2 ( 2 d + 1 ) + 1 l p 。o 。c t 一。，+ i i 。 l d 。u b ，2 ，s “2 c ，一s a ， i 。：里( 3 - 1 8 b ) 1 “l m f s 一7 谐振电感电流i l ，的有效值即为变压器原边电感电流有效值。 3 2 3 箝位开关s e 箝位开关电压应力由式( 3 1 0 ) 决定。由于枷：瓦( 1 一d ) t s ，通过箝位开关s e 的电流( 和i c 相同) 近似为一个锯齿形波，峰值电流等于通过s 的峰值电流，箝位 开关s e 及其体内二极管d e 的导通时间均近似为( i - d ) t s 2 ，因此d e 中电流平均 值和s e 中电流有效值分别为 - o c 矿抄曲几低，一高斋t 肛半- 却 拽幻 i s o , m s 2 席瓦磊再：厚印 ( 3 - 1 9 b ) 3 2 4 箝位电容c c c c 值过小，l l c 电压纹波过大，功率开关承受电压应力大；c c 值过大，箝位性能 下降，电容成本增加。c c 值的选取原则为：c c 与l r 的半个谐振周期应大大于功率 开关s 的截止时间，即 1 4 c 一筹 7 c l ，r q 箝位电容电压为原边绕组电压与l r 端电压之和，即 u c 一* 鲁u 。+ 丽j 2 l r 函f s p o 西m “函 箝位电容电流有效值为 i c m s , ( 3 2 0 ) ( 3 - 2 1 ) f 3 2 2 ) 3 2 5 整流二极管d 有源箝位反激变换器整流二极管d 承受的电压应力与传统反激变换器相同，为 u i ( n 。n ，) + u o ，但电流应力有很大区别。由于有源箝位支路的引入，虽然磁化电感 工作在c c m 模式，但d 却工作在d c m 模式，电流峰值i d 口增大了，即 1 d p4 石高( 3 - 2 3 ) d 中电流有效值即为变压器副边电流有效值，即 i 箍= i 嚣【珊“ 一2 p o 坚 ! u 。3 ( 1 一d 一) f 3 2 4 ) 3 2 6 输出滤波电容c f 输出滤波电容c ，中电流为 i c f = i d i 。 ( 3 - 2 5 ) 式( 3 2 5 ) 中，j d 为整流器二极管电流、i 。为输出电流。 输出滤波电容c ，的电流有效值为 i c f , m = 计。凡 志t 一昔 一p o u 。 卜k 2 a t f 3 - 2 6 ) 基于电流控制技术反激d c d c 变换器研究 3 3 有源箝位反激变换器仿真分析 采用p s p i c e 软件，对有源箝位反激f l y b a c k 变换器进行了仿真分析，仿真所需 的主要数据为：输入直流电压u i - 1 8 3 2 v ，输出直流电压u o - 1 5 v ，输出额定功率 p 。，1 5 w ，变换效率n = 8 0 ，l | 缶界连续功率p 。m - 1 6 p ，变压器匝比n 。小：= 9 5 ， 开关频率f s = 3 0 0 k h z ，占空比d = o 6 ，变压器磁化电感l m _ 5 2 3 i ih ，谐振电感l r - 2 ph ，谐振电容c f - 1 i l f ，输出滤波电容c f | = 1 0 0uf ，功率开关s 与箝位开关s c 均选 用i r f 5 3 0 ，驱动信号延迟时间t t 产o 1 3 3ps 。输入电压u i = 1 8 v 时的仿真波形如 图3 3 所示，仿真结果表明，上述理论分析是正确的。 锄t 一r i p 、i ? 一广1 ； = 二= = = 二正j 三忑= = 二= 爿卜二_ 玉石! = g - 廿一 _ ： ： ： ： - 5 1 1 1 1 + - r - r _ - - _ r - - i 一i 口uc g s ) u s ) 一5 l ，u + r _ - 一- r - _ - - r _ r - l 口u ( c , s c )ou ( d s o ) 1 l 刖一一一一- 一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一一 i ij lr - 、：r i ； ： - 1 b b q + - - - 一r 一广_ - _ _ 广_ r - l l 弓6 t m s1 9 ；已t t s1 ，u s1 s 6 u s1 s 6 u s z 日叽s 口v 饵1 ) 4 嘶- 一一一一一一一一一一一一一一 i - i - 4 嘶+ - r - 一- r 一r _ 一一； a i ( c c ) z 1 _ 一一一一。一一一一一一一一一一。一一一 ； ! j j! ： 3 9 v 、一一；：，、： 8 a - - ： i；么l。臼；。刽 1 s e a s1 9 2 u s 1 9 4 u s1 9 6 u s1 s 6 u sz 暇m 图3 - 3 有源箝位反激变换器仿真波形 1 6 南京航空航天大学硕士学位论文 第四章有源箝位反激变换器小信号特性 本章采用状态空间平均法，建立了有源箝位反激变换器平均电路模型和小信号 模型方程，求出开环传递函数a 。( s ) d ( s ) ，6 0 ( s ) f i i ( s ) 来预测有源箝位支路对有源 箝位反激变换器小信号特性的影响，给出了变换器小信号特性m a t l a b 仿真波形。 4 1 平均模型和小信号模型 以磁化电感电流i l 、箝位电容电压l l c 、谐振电感电流i l ，、滤波电容电压l l o 为状 态变量，用状态空间平均法来推导变换器平均模型。有源箝位反激变换器功率开关 s 导通期间d t s 和截止期间d 忙( 1 d ) t s 的等效电路，如图4 1 所示。 il rl r i i fl r 昏廿圆田。 ( l 产0 ) ( a ) d t s 期间( b ) d i t s 期间 图4 - 1 有源箝位反激变换器两种等效电路 功率开关s 导通期间d t s 的等效电路，如图4 1 ( a ) 所示。其状态方程为： ( 4 1 a ) r 4 1 b ) r 4 1 c ) r 4 1 d ) i i = i l 。( 4 - 1 e ) 功率开关s 截止期间d t s 的等效电路，如图4 1 ( b ) 所示。其状态方程为： l 。等一惫u 。 f 4 - 2 a ) 1 7 = i i 些m 虬m o 也耽 、，、， ： 、削 、刚 = = l l k 一0 o一0 扎 扎 妣一m 帆一m “ 印 基于电流控制技术反激d c d c 变换器研究 c r 百d u o = n 簧i ( i l m - - i t , ，一昔 i i = 0 f 4 - 2 b ) f 4 - 2 c ) f 4 2 d ) f 4 - 2 e ) 式( 4 1 ) 乘以d 加上式( 4 - 2 ) 乘以d ，得到图4 - 1 所示等效电路的平均模型方程，即 l 。等= d 瓦l + l r mu d n n i l u 。 l，坠d击ui+dn惫dt llnu o - a t u 。 1 m +r 。 。 c c 粤：叭h d t c r 鲁= a 州n ：li l m - d , 州n ：ii l r - - k n o 。 i j = d i l m f 4 - 3 a ) f 4 3 b ) r 4 - 3 c ) f 4 - 3 d ) f 4 - 3 e ) 由式( 4 - 3 a ) ( 4 - 3 e ) 可得到有源箝位反激变换器平均电路模型，如图4 - 2 所示。 图4 - 2 理想有源箝位反激变换器平均电路模型 状态方程式( 4 - 3 ) 的稳态解为u o l 。l + m l ，u d n 州2 l 。u i 、u c = 罟u i 、i l m = i l md n 2 2 i u i 、一。= 。 = 芒葺( 爿2 ( 刳2 i u i 。设变换器在稳态 工作点附近存在小信号扰动，即u i = u i + 1 3 i 、d = d + a 、d = d - d 、i l m - i l m + i l 、 1 8 u m i +吨 o = = 些小 盟m l c 南京航空航天大学硕士学位论文 il r = i h + 0 、u 。= u 。+ d 。、u 。= u 。+ d 。、i i = i i + t ，把这些量代入状态方程式( 4 - 3 ) ， 将稳态与动态分离，得到具有扰动以后变换器动态行为的非线性状态方程( 因方程 中存在两个小信号扰动量的乘积项，如d i a 、a d 。等项) 。因为a i u i 1 、 d d i 、i l m i l m i 、t i h 1 、d 。u c i 、d 。u 。 1 、i i i i m 1 时，扰动会在随后一个周期加大，造成不稳定或性能下降；( 2 ) 占空比大于5 0 时，电流的下降率大于上升率，平坦的上升率使电感电流出现一个 干扰而被放大，最终导致电路不稳定。因此占空比大于5 0 9 6 时，必须采用斜坡补偿 的方法来改善其工作特性。斜坡补偿可采用下列两种方法： 黟簿 图5 - 2 电流控制中的次谐振荡图5 3u e 处加上斜坡补偿 ( 1 ) 误差电压u e 处加上斜坡补偿 补偿原理波形，如图5 - 3 所示。在u e 处加入斜坡补偿后，将不再发生次斜振荡。 补偿斜坡的斜率m 等于或略大于1 2 2 ，此时i 。= 一i 。( m 2 一m ) ( m l m ) ，在随后 的周期电流扰动会减小到零，系统得以真正的电流模式运行，而不影响电流模式优 越性的发挥。补偿斜坡可以由振荡器获得。 ( 2 ) 采样电压u s 处加上斜坡补偿 控制电路振葫 器振荡波形、 r r 矩盏巫丫v l 原边电流波形 斜坡补偿后的电 流反馈信号波形 图5 - 4 采样电压u s 处加上斜坡补偿 补偿原理波形，如图5 4 所示。将补偿斜坡加在采样电阻的感应电压上，使 反馈信号电压变化率增大，再与平滑的误差电压进行比较。这种补偿同样能有效地 防止谐波振荡现象，使电路工作稳定。补偿斜坡也由振荡器获得。 5 5u c l 8 4 x 电流控制型脉宽调制器 5 5 1 概述 英国u n i t r o d e 公司电流控制型i c 芯片u c l 8 4 x ( u c l 8 4 2 3 4 5 ) 系列，为单端输出 式脉宽调制器。这类芯片只有8 个引脚，外电路接线简单，所用元器件少，并且性 能优越，成本低廉，驱动电平非常适合于驱动m o s 场效应管，该系列中u c l 8 4 2 3 的最大占空比可达1 0 0 ，u c l 8 4 4 5 最大占空比为5 0 ；u c l 8 4 2 4 启动，关闭电压 阀值分别为1 6 v i o v ，u c l 8 4 3 5 启动关闭阀值为8 5 w 7 9 v 。本次设计中反激变换 器输入电压变化范围为1 8 3 2 v ，故选用u c l 8 4 3 芯片作为控制电路的核心芯片。 5 5 2u c l 8 4 】【系列p 髓控制器内部方框图 南京航空航天大学硕士学位论文 u c l 8 4 x 系列芯片的内部方框图，如图5 - 5 所示。8 脚为内部供外用的基准电压， 了 图5 - 5u c l 8 4 x 系列芯片的内部方框图 带载能力为5 0 m a 7 脚为芯片工作电压，变化范围为8 3 4 v ，具有过压保护和欠 压锁定功能；4 脚接r t 、q ，确定锯齿波频率；5 脚接地；2 脚电压反馈，3 脚电流 检测，l 脚误差放大器补偿端，通过内部e a 误差放大器构成电压电流闭环；6 脚为 推挽输出端，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达1 a 。 5 5 3 功能介绍 5 5 3 1 过压保护和欠压锁定 当工作电压