（电力电子与电力传动专业论文）有源电力滤波器apf的dsp控制策略研究.pdf

浙江大学硕士学位论文 a b s t r a c t a b s t r a c t a c t i v ep o w e rf i l t e r sa r ea d v a n c e dd e v i c e si nt h ef i e l do f a p p l i e dp o w e r e l e c t r o n i c s a ni m p o r t a n ta s p e c to ft h ep e r f o r m a n c eo fa c t i v ep o w e rf i l t e rc o n c e r n st h ec o n t r o l s t r a t e g yu s e d d s pp e r f o r mf a s ta n d a c c u r a t ec a l c u l a t i o n s ，f l e x i b l e p r o g r a mc a p a b i l i t y , a n da b u n d a n tp e r i p h e r a lf u n c t i o n s ，s oa p p l i c a t i o n so fd s pi n a c t i v ep o w e rf i l t e r d i g i t a lc o n t r o l sw i l lb e e x t e n s i v e t h i sp a p e rp r e s e n t sc o n t r o ls t r a t e g i e sb a s e do nd s pf o ra c t i v ep o w e rf i l t e r t h i s p a p e ra l s od e s c r i b e st h ed e v i c eo fc o n t r o ls y s t e mb a s e do nt m s 3 2 0 f 2 4 0f o ra c t i v e p o w e rf i l t e r i nc h a p t e ro n e ，t h ep a p e rd i s c u s s e st h ed i g i t a lc o n t r o lt e c h n o l o g yf o ra c t i v ep o w e r f i l t e r , a n dg i v e sam o r ed e t a i l e dd i s c u s s i o no fd s pc o n t r o l l e r d e s i g n i nc h a p t e rt w o ，t h es y s t e ms t r u c t u r ea n d w o r k i n gp r i n c i p l eo fa p f a r ei n t r o d u c e d a l s ot h ea f f e c t i o no nc o m p e n s a t i o n p r e c i s i o nw h e nm a i np a r a m e t e r so fa p fv a r ya r e s t u d i e d i nc h a p t e rt h r e e ，t h eh a r d w a r ed e s i g no fd s pc o n t r o ls y s t e mf o ra c t i v ep o w e r f i l t e ri sp r e s e n t e d i nc h a p t e rf o u r , t h es o f t w a r ed e s i g no fd s p c o n t r o ls y s t e mf o ra c t i v ep o w e rf i l t e r i sp r e s e n t e d t h em a i n p r o g r a m f l o wc h a r t ，h a r m o n i cc u r r e n td e t e c t i n gm e t h o d ，s o f t s t a r t ，a n dd c b a r v o l t a g e c o n t r o la r ei n t r o d u c e dd e t a i l e d c h a p t e r f i v ei n t r o d u c e dt h e1 5 k v aa p f t e s ts y s t e m c o n c l u s i o n sa n d p r o s p e c t sf o rd s p c o n t r o l l e r sa p p l i e di na p fa r eg i v e ni nt h el a s t c h a p t e r 2 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 第一章绪论 随着电力电子装置的应用日益广泛，电能得到了更加充分的利用。但电 力电子装置自身所具有的非线性也使得电网的电流和电压发生畸变，这些高 度非线性设备的数量和额定容量的日益增大造成的危害越来越引起人们的关 注。为抑制非线性设备谐波污染出现了许多解决谐波问题的方法，有源电力 滤波器是一种很有发展前景的谐波抑制技术。 从八十年代以来，有源电力滤波器理论与应用方面均取得了很大的进 展，而对其控制方法的研究仍方兴未艾。有源电力滤波器的控制技术是有源 电力滤波器的关键之一。传统有源电力滤波器主要采用模拟控制。但模拟控 制存在电路复杂、控制性能差、易受环境干扰等缺点。近年来随着高速数字 信号处理器d s p 的出现及其性能价格比丑益提高，有源电力滤波器的数字 控制的方案引起人们的重视。数字控制相对于模拟控制有很多优点，可以预 见在不久的将来数字控制将会取代模拟控制。 1 1 谐波问题及有源电力滤波器 电力系统的谐波问题早在2 0 世纪2 0 年代就引起了人们的注意。当时在 德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电网电压和电流波形的畸变。到了 5 0 年代和6 0 年代，由于高压直流输电技术的发展，有关变流器引起电力系 统谐波的问题引起人们的重视【l “。7 0 年代以来，由于电力电子技术的飞速 发展，各种电力电子装置在各个领域的应用日益广泛，谐波所造成的危害也 日益严重。国际上多次召开了有关谐波问题的学术会议，不少国家和国际学 术组织都制订了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定。国际电工 委员会制定i e c 一1 0 0 0 - 3 - 2 、i e c - 1 0 0 0 3 6 标准。我国水利电力部于1 9 8 4 年制 定谐波管理的暂行规定，国家技术监督局于1 9 9 3 年颁布公用电网电力谐波 的国家标准5 “q 。谐波的危害主要有以下几个方面2 】【3 】【q ： 1 ) 谐振 谐波会使得无功补偿电容器产生局部系统的谐振，谐振反过来又会导致 这些电容因过电流而损坏。 2 ) 谐波对旋转电机的影响 谐波电压或电流在电机的定子绕组、转子回路以及定子和转子的铁心中引 起附加损耗。 3 ) 谐波对静止电力设备的影响 对输电系统而言，流入电网的谐波电流产生两个主要的影响：其一是因 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 为有效值增加而引起的附加输电损耗，其二是谐波电流在各种电路阻抗上产 生谐波电压降：对变压器而言，谐波电压的存在增加了变压器磁滞和涡流损 耗以及绝缘的电场强度和铜损；电压畸变还在电容器中产生额外的电力损 耗，电容器和系统的其他部分之间的串联和并联谐振会引起过电压和过电 流，导致电容器的损坏。 4 ) 谐波对电力系统保护的干扰 谐波能够改变保护继电器的动作特性，造成误动作。 5 ) 谐波对用户设备的影响 影响电压峰值的谐波会对电视画面造成影响；荧光灯和汞弧灯内部含有 电容与电感，若其谐振频率与所产生的谐波相应，会引起灯具过热和损坏； 谐波还会对计算机、换流器设备等造成影响。 6 ) 谐波对电力测量的影响 主要的电能测量仪表是电动式电度表，这种测量仪表是在纯正弦波情况 下进行校验的，如果供电的波形发生畸变，仪表则易于产生误差。 7 ) 对通信的干扰 谐波干扰会引起通信系统的噪声，降低通话的清晰度，干扰严重时会引 起信号的丢失。 目前解决谐波问题的思路有两条：一条是装设谐波补偿装置来补偿谐 波，这对各种谐波源都是适用的；另一条是对电力电子装置本身进行改造， 使其不产生谐波，且功率因数可控制为1 ，如采用多重化技术、p w m 整流技 术以及有源功率因数校正技术等，这当然只适用于作为主要谐波源的电力电 子装置。 谐波补偿的传统方法是采用l c 调谐滤波器。它是由电容器、电抗器和 电阻器适当组合而成的滤波装置，与谐波源并联，起旁路谐波的作用，还可 兼顾无功补偿的需要。l c 调谐滤波器具有结构简单、设备投资少、运行费 用较低等优点。但这种方法有如下不足：它的补偿特性易受电网阻抗和运行 状态的影响，易和系统发生并联谐振，导致谐波放大，使l c 滤波器过载甚 至烧毁。此外，它只能补偿固定频率的谐波，补偿效果也不甚理想。 目前，谐波抑制的一个重要趋势是采用有源电力滤波器( a c t i v ep o w e r f n t e r a p f ) 。有源电力滤波器是一种电力电子装置，其分类方法有很多。 一般可从拓扑结构上分为并联型、串联型以及混合型等。一般说来，并联型 a p f 适合补偿直流侧电感滤波的整流电路，即电流型谐波源；串联型a p f 适合补偿直流侧电容滤波的整流电路，即电压型谐波源；混合型a p f 有源 部分功率相对比较小，但总的体积大。混合型优点在于适合大容量补偿，缺 点为需要定制，而且有源部分需串入系统，安装比较复杂。同时用户担心a p f 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 的可靠性会造成系统停电。 有源电力滤波器的基本原理是从被补偿对象中检测出谐波电流，然后由 补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等但极性相反的补偿电流( 并联型) 或对应的谐波电压( 串联型) ，从而消除电网中的谐波电流，使电网电流只 含有基波分量。这种滤波器能对频率和幅值都变化的谐波进行跟踪补偿，且 补偿特性不受电网阻抗的影响，因而受到广泛的重视。 图1 - 1 是一个并联型有源电力滤波器的基本结构。 图1 - 1并联型有源电力滤波器的原理框图 1 9 7 6 年o y u g y i 最早提出a p f 。8 0 年代中期，发达国家已在有源电力滤 波器领域取得进展：如，1 9 8 6 年a k a g i 的并联a p f ：1 9 8 7 年t a k e d a 等的并 联a p f 加并联p p f 的混合有源电力滤波器( h a p f ) ；1 9 8 8 年，e z p e n g 等 的串联a p f 加并联电力滤波器( p f ) 的( h a p f ) ；1 9 9 0 年，h f u j i t 等的a p f 与p f 相串联的h a p f ；1 9 9 4 年，h a k a g i 等的串联a p f 和并联a p f 的h a p f 等等。9 0 年代后期，并联a p f 在日本、美国等国开始应用。日本迄今至少 有5 0 0 多台a p f 在现场应用。用g t 0 实现的a p f ，在1 9 9 0 年已用于电弧 炉的谐波抑制，容量达2 0 m v a ；用s i t h 实现的、，、，、，f 的谐波抑制的2 0 0 k v a 的a p f 于1 9 8 8 年启用；用i g b t 实现的1 0 0 k v a 的a p f ，1 9 8 8 年用于对建 筑物中的供电系统进行补偿。国外现已有5 0 k v a 一1 m v a 的a p f 产品。在国 内，西安交大、浙大、清华、哈工大等高校正在积极研究，取得了阶段性成 果，国内采用d s p 控制的a p f 还未见到有应用性成果报道。 1 2 有源电力滤波器的数字控制技术 传统的有源电力滤波器采用的是模拟控制系统，模拟控制的缺点也是显 而易见的。例如现在许多有源电力滤波器采用基于瞬时无功功率理论的砌 方法计算谐波和无功电流，采用模拟器件需要八个硬件乘法器。为满足精度 要求，通常需选用高性能的四象限模拟乘法器。因此电路复杂，且成本高。 为了改善有源电力滤波器的控制性能，有人开始使用单片机对有源电力 滤波器进行控制，将非线性负载的三相电流送入a d ，转换后的信号送入单 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 片机进行处理，将计算出的指令电流通过d a 送给外部的电流跟踪控制电 路；或者在单片机中实现数字控制算法，通过i o 口或p w m 口直接发出开 关控制信号。单片机的应向数字化迈进了一步，但由于单片机运算速度的限 制，影响计算精度和控制实时性。 高速d s p ( 数字信号处理器) 的出现使采用数字方法实时计算谐波和 无功电流变得更为现实。在基于d s p 控制的有源电力滤波器中，将非线性 负载的三相电流直接送入d s p 内部的a d ，d s p 进行处理后将计算出的指 令电流通过d a 送给外部的电流跟踪控制电路；或者在d s p 中实现数字控 制算法，通过i o 口或p w m 口直接发出开关控制信号。用软件的方法实现 谐波和无功电流的计算，能很好的解决模拟方法由于元器件老化和温漂带来 的问题，抗干扰能力也大大增强；由于d s p 芯片强大的运算能力，先进的 控制理论可以得以实现，由于只需更改软件，系统变得更加简单。 从p w m 的产生方法进行区分，对a p f 的数字控制方法主要有滞环控 制、三角波控制与空间矢量控制”1 。下面分别加以介绍。 ( 1 ) 滞环控制旧o 3 通常由数字器件如d s p 、单片机采用一定的算法计算出a p f 的补偿指令 电流，然后将此指令电流通过d a 送给外部的滞环p w m 产生电路。其原 理为：当实际反馈的电流与指令电流的误差超过滞环时开关进行切换，使得 误差向相反方向变化，这样误差的范围被限定在正负滞环宽度。其优点为： 误差的范围是确定的，系统鲁棒性好。把p w m 产生环节放在外部是因为由 于数字器件采样频率所限，很难在数字器件内部进行实时的滞环比较。 由于f p g a 与e p l d 有很大的灵活性，现在流行用这一类器件来产生 p w m 信号。将主电路实际反馈的电流经a d 转换后送入f p g a 或e p l d ， 指令电流( 数字量) 由d s p 或单片机送给f p g a 或e p l d ，f p g a 或e p l d 对二者进行滞环比较后送出p w m 信号。由于f p g a 或e p l d 需要完成的工 作不多，采样频率可达到几百千赫，与数字器件通常的采样频率( 几十千赫) 相比要高的多，可以达到实时性要求。 ( 2 ) 三角波控制汜“瑚 通常数字器件如d s p 、单片机采用一定的算法计算出a p f 的补偿指令电 流后，一种方法是将此指令电流通过d a 送给外部的三角波比较p w m 产 生电路；另一种方法是将主电路实际反馈的电流经a d 转换后也送入数字器 件内部，利用数字器件内部的定时器产生三角波，采用规则采样技术产生 p w m 脉冲。其原理为：实际反馈的电流与指令电流的误差经过p i 调节后与 三角波相减，相减后的值过零时开关进行切换，使得误差向相反方向变化。 这样误差的范围虽然没有明确的限定，但合理选择p i 参数，可以使得实际 4 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 反馈的电流与指令电流的跟踪误差比较小，而且，p w m 脉冲的频率与三角 波的频率一致，器件的开关频率是恒定的。 由于f p g a 等可编程逻辑器件固有的灵活性，外部的三角波比较p w m 产生电路也有利用f p g a 来产生的。将主电路实际反馈的电流经a d 转换 后送入f p g a ，指令电流( 数字量) 由d s p 或单片机送给f p g a ，f p g a 或 e p l d 对二者相减后进行p i 处理，然后和自己产生的三角波信号进行比较送 出p w m 信号。由于f p g a 或e p l d 需要完成的工作不多，采样频率可达到 几百千赫，与数字器件通常的采样频率( 几十千赫) 相比要高的多，可以达 到实时性要求。 ( 3 ) 空间矢量控制3 们 这种方法只用于三相有源电力滤波器。通常数字器件如d s p 、单片机 采用一定的算法计算出a p f 的补偿指令电流后，将主电路实际反馈的电流 经a d 转换后也送入数字器件内部，根据二者的误差按照一定的算法求出能 够减小该误差的最优空间矢量。然后一种方法是将此最优空间矢量送给外部 的p w m 产生电路，由外部的p w m 产生电路产生对应的三相p w m 信号； 另一种方法是利用数字器件( 例如d s p ) 内部的空间矢量发生器产生三相 p w m 信号。 其原理为：令实际电流跟随指令电流的目标被转化为跟随一个指令电 压矢量，根据指令电压矢量所处区间判断选择哪几个基本矢量，然后计算两 相邻基本矢量的占空比以合成指令电压矢量，当a p f 产生该电压空间矢量 时实际电流与指令电流的误差将被最大限度的减小。其优点为：p w m 脉冲 的频率与空间矢量计算的采样频率一致，器件的开关频率是恒定的。 外部的p w m 产生电路也有采用f p g a 等可编程逻辑器件来实现的。将 计算出的最优空间矢量送给f p g a ，f p g a 判断其所处区间，然后根据内部 固有的逻辑产生空间矢量p w m 信号。 从上文可以看出，不管采用哪种p w m 的产生方法，都要计算出a p f 的 补偿指令电流，从这一点上进行区分，a p f 的指令电流计算方法主要有基于 频域傅里叶分析的方法、基于时域f r y z e 理论的方法、基于瞬时无功理论的 方法以及基于a p f 能量平衡的方法睁”。下面分别加以介绍。 ( 1 ) 基于频域傅里叶分析的方法 采用通常的快速傅里叶变换的方法计算负载电流的谐波分量时，在对一 个工频周期的点进行采样后再进行计算，时间延迟至少为一个工频周期；文 献【2 0 】中提出了一种修正的傅里叶分析方法，它采用移动窗口对信号进行傅 里叶分析，每次采样一个点后把新的值放入计算方程，把一个工频周期以前 的那个采样点的值从计算方程中删去。这样时间延迟只有一个采样周期。另 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 外在对负载电流的采样点进行傅里叶变换时，只计算基波分量的幅值，然后 再将基波分量从负载电流中减去即为谐波分量，这样大大减少了计算量。 ( 2 ) 基于时域f r y z e 理论的方法“o f r y z e 在3 0 年代早期提出了在时域内对功率进行定义的方法，这种方法 是把电流按照电压波形分解成有功电流f ，( f ) 和无功电流( f ) 两个分量，其中 f 。( f ) 的波形与电e u ( t ) 完全一致，即 i 。( f ) = g u ( t ) g ：三 u 其中u 。是“( f ) 的有效值。 定义无功电流f 。( f ) = f ( f ) i ，( f ) 对这种方法进行数字离散化后，无功电流的求法如下： 尸= 专顶n ， u 。= 万1 壶n - i ( “( n ) ) 2 g ：三 u i 。铆) = g u ( n ) i 日( 行) = f ( n ) 一i p ( ，1 ) 在采用移动窗口法计算功率时，每次采样一个点后把新的值放入计算方 程，把一个工频周期以前的那个采样点的值从计算方程中删去。这样时间延 迟只有一个采样周期。 ( 3 ) 基于瞬时无功理论的方法幅圳 三相电路瞬时无功理论首先于1 9 8 3 年由赤木泰文提出，此后该理论经 不断研究逐渐完善。该理论的核心在于将三相电路各相电压和电流的瞬时值 变换到口一卢两相正交的坐标系上研究。可以无延时的求出无功电流分量。 ( 4 ) 基于a p f 能量平衡的方法“1 ” 这种方法的耳的是使电网侧电流与电网电压同相并接近正弦基波，同 浙江大学硕士学位论文第一章绪论 时a p f 只消耗确定的有功功率。在稳态情况下，对于一个无损的有源电力 滤波器，电网提供的实功率将等于负载吸收的实功率，而没有实功率流往 a p f ，因此a p f 直流侧电容的平均电压将保持一定。只要将a p f 直流侧电 容的平均电压控制为一个恒定值，那么a p f 将只消耗确定的有功，因此将 直流侧电容电压与期望的平均电压r 进行比较，对其误差进行p i 控 制，而三相电网电流参考值则由h 控制的输出值与三相单位相电压相乘得 到，即三相电网电流的参考值为与三相电压同相的正弦波，其幅值由电压环 输出决定。这样就既达到了使电网侧电流与电网电压同相并接近正弦基波的 目的，同时又实现了a p f 的能量平衡。 1 。3 基于d s p 控制的有源电力滤波器 随着高速d s p ( 数字信号处理器) 的越来越广泛的应用，采用d s p 来 控制有源电力滤波器逐渐成为一种趋势。如图1 - 2 是一个典型的d s p 控制 系统的结构图。 厂要 二 u 一1 j上 r 嵫： f 。一 it i r 。 秘昂剽 j ”鞫 p 。辛辛碎”芷 一工回 j 二i f 二干一y i 二z 、_ 一 二 m ii 一 。厂潮 - - 4 一叫 一l 坚l c p 3 o s pm l i 图1 - 2 典型的d s p 控制系统框图 如图1 - 2 所示，被控系统的电压与电流检测量通过滤波和调理后送入d s p 的a d 转换器进行转换，d s p 内部进行运算后，将计算出的补偿指令电流 通过d a 转化为模拟信号送给电流滞环控制电路，电流滞环控制电路的输 出控制主电路补偿电流跟踪指令电流，达到补偿谐波与无功的目的。 采用d s p 来控制有源电力滤波器，主要具有以下优点： 1 ) 运算速度快。由于通常的d s p 都具有2 0 m i p s 以上的指令执行速度，用 来计算谐波和无功指令电流延迟很小，同时可以在较短的时间内实现复杂的 控制算法。 2 ) 编程方便。d s p 系统中的可编程芯片可使设计人员在开发过程中灵活方 便地对软件进行修改和升级。 3 ) 稳定性好。d s p 系统以数字处理为基础，受环境温度以及噪声的影响较 小，可靠性高。 4 ) 精度高。1 6 位数字系统可以达到1 0 5 的精度。 5 ) 可重复性好。模拟系统的性能受元器件参数性能变化影响比较大，而数 字系统基本不受影响，因此数字系统便于测试、调试和大规模生产。 6 ) 集成方便。d s p 系统中的数字部件有高度的规范性，便于大规模集成。 采用d s p 控制的有源电力滤波器在具体实现上有两大趋势：一种是d s p 将计算出的指令电流通过d a 送给外部的电流跟踪控制电路，由电流跟踪 控制电路( 例如f p g a ) 来产生开关p w m 信号；另一种是在d s p 中实现数 字控制算法，通过i o1 ：3 或p w m 口直接发出开关控制信号。前一种方法在 应用中比较灵活，电流控制可以采用滞环控制、三角波控制与空间矢量控制 等多种策略；后一种方法受采样频率的影响，电流控制主要采用三角波控制 与空间矢量控制策略。 1 4 本论文主要研究内容和意义 本论文主要研究内容包括如下： 第二章对有源电力滤波器的主要参数如交流侧滤波电感值、直流侧电容 电压及滞环宽度对补偿精度的影响进行了分析。 第三章完成了基于d s p 的有源电力滤波器的控制系统的硬件设计。阐 述了采样周期信号发生电路以及a d 、d a 电路的设计。 第四章对基于d s p 的有源电力滤波器的控制算法及软件开发进行了研 究。对谐波与无功指令电流的计算、软起动以及直流侧电压控制与均压控制 进行了分析，并讨论了数字控制对补偿精度影响。 由于数字控制固有的优点以及d s p 芯片强大的功能，以d s p 芯片为核 心控制芯片的a p f 数字控制系统成为当今a p f 产品设计的潮流，因此，研 究基于d s p 的a p f 控制系统具有十分重要的现实意义。 浙江大学硕士学位论文第二章并联有源电力滤波器的结构与工作原理 第二章并联有源电力滤波器的结构与工作原理 本章首先介绍并联有源电力滤波器的结构和工作原理，再结合1 5 k v a 并联 有源电力滤波器的研制，探讨主要参数的优化设计方法。 2 1 三相四线制并联型有源电力滤波器的结构与工作原理 如图2 - 1 为并联型有源电力滤波器的系统结构。 图2 - 1 并联型有源滤波器系统构成 整个有源电力滤波器可认为由两大部分组成：即指令电流运算电路和补偿 电流发生电路。补偿电流发生电路由电流跟踪控制电路、驱动电路和主电路三 部分构成。指令电流运算电路主要是d s p ，运用扩展砌算法检测负载电流中的 谐波和无功分量，并根据有源电力滤波器的补偿目的得出补偿电流的指令信号。 补偿电流发生电路则产生跟踪指令电流的补偿电流以达到补偿谐波和无功的目 的。 如图2 一l 所示，系统通过电流传感器检测非线性负载的电流i 驴i 。和i f 经电流信号调理后送入d s pt m s 3 2 0 f 2 4 0 的a d 端口。d s p 计算出要补偿的谐 波和无功电流后通过外部d a 送给电流跟踪控制电路电流传感器检测出有源 电力滤波器主电路的电流。屯和屯，经信号调理后也送人电流跟踪控制电路， 电流跟踪控制电路对主电路补偿电流与指令电流进行滞环比较后送出门极开关 信号，驱动电路接受来自前级电流跟踪控制电路的p w m 信号并经隔离和放大 后驱动主电路的开关管，以控制主电路电流跟随指令电流的变化。两个电压传 感器分别检测变流器直流侧的总电压和上部电容电压，经电压信号调理后送入 d s p ，通过合理的控制以调节直流侧电压的稳定以及上、下电容电压的均衡。 第= 章并联有源电力滤波嚣的结构与i 作原理 启动、关断和保护模块按一定的时序控制装置的启动和关断，并提供装置的过 流、过压、过热、缺相等故障保护功能。 如图2 - 2 所示，并联有源电力滤波器的主电路采用电容中点式的电压型变 换器。 图2 - 2 三相四线并联有源滤波器的主电路 电压型变换器直流母线上的电容c 。和c ：用作储能元件。a 相上、下两个 开关组成a 相的半桥变换器，当a 相下开关导通时，电感l 上的电流f 。上升， 当a 相上开关导通时，电感k 上的电流f c 4 下降。由此可以控制电流乙的变化。 同样可以分别控制b 相和c 相的输入电流。 电流跟踪控制电路对主电路补偿电流与指令电流进行滞环比较，当实际反 馈的电流与指令电流的误差超过滞环时开关进行切换，改变电流变化的方向， 使得误差向相反方向变化，这样误差的范围被限定在正负滞环宽度。从而实现 主电路补偿电流跟踪指令电流。 2 2 并联有源电力滤波器参数对补偿精度影响的分析 由前文可知并联有源电力滤波器的原理为主电路产生一个补偿电流跟踪指 令电流，以达到补偿负载的谐波与无功电流，使得网侧为基波有功电流的目的。 对于通常的非线性负载例如三相不控整流桥等换流设备来说，一个工频周 期内电流会有几次大的突变，由此造成指令电流也会有很大的突变，如图2 3 与图2 _ 4 所示。 图2 - 3 一相负载电流的波形 1 0 第= 章并联有源电力滤波器的结构与i 作原理 图2 4 一相指令电流的波形 要达到好的补偿效果，补偿电流必须尽量跟踪指令电流，但当指令电流有 很大的突变时补偿电流会有很大的跟踪误差，这是由于实际电路中补偿电流的 上升率是由主电路电感的取值、直流侧电压平均值以及网侧电压共同决定的， 一般没有负载电流突变时的上升率大。为了解决这个问题，通常有两个方法： 一是对非线性负载电路进行改进，例如可在三相不控整流桥等换流设备前串三 个电感以减小其电流突变时的上升率；二是对主电路参数进行合理选取，通过 对主电路电感的取值和直流侧电压的优化选取，达到既能将跟踪误差降到一定 限度内，开关频率与系统损耗又不太高的目的。下面就对主电路参数的优化选 取进行分析。 本系统采用的是电流滞环控制，滞环宽度占的选取主要由对补偿电流的纹 波要求决定，虽然a p f 前面并联了高通滤波器以滤除电流的开关次谐波，但考 虑到高通滤波器并不可能将开关次谐波全部滤除，因此希望补偿电流的开关纹 波尽可能小，本实验中取为l a 。 假设非线性负载为三相不控整流桥带电阻负载，功率为5 0 k w ，则其负载电 流与对应指令电流的波形如图2 - 3 与图2 - 4 所示。主电路电感l 取7 m h 、直流 侧电压v 取8 0 0 v 时，实际补偿电流与补偿后的网侧电流如图2 - 5 与图2 - 6 所 示。 i 畸 图2 - 5 实际补偿电流的波形 第= 章并联有漏电力滤波器的螭构与i 作原理 图2 - 6 补偿后网侧电流的波形 如不考虑指令电流的计算误差，可见网侧电流的谐波含量即为补偿电流对 指令电流的跟踪误差。补偿电流对指令电流的跟踪误差越小，网侧电流的谐波 含量也就越小，当补偿电流完全跟踪指令电流时，网侧电流也就是完全的基波 有功电流了。 不考虑由于滞环造成的跟踪误差，则如图2 - 6 所示网侧电流的跟踪误差主 要为负载电流突变时补偿电流跟踪不上所造成的，从尖刺状误差产生的原因进 行分析，这是由于主电路补偿电流的上升率不够大。主电路补偿电流上升率可 用下式表示： 生：旦! 二堡! ! 翌竺 出 ( 2 一1 ) 式中k 。为上电容电压( 或下电容电压，假设二者相等) ，v _ 为电网相电压峰值 l 为滤波电感值。可见k 。越大，l 越小，主电路补偿电流上升率就越大。但这 会使得开关频率变大，开关损耗增加，在系统效率有要求的情况下，k ，不可能 太大，l 也不可能太小。 不考虑滞环误差，将如图2 - 6 所示网侧电流的跟踪误差写成数学解析式( 具 体推导公式见附录) ，一个工频周期内总的跟踪误差的面积如下 a 嚣 竺：! ! ! g ：墨 + 9 ：! ! ! d ：墨 f 2 2 ) 1 6 5 1 d l + ( k 1 一o 5 0 ) 。3 3 0 1 d l + ( k l + 0 5 么) 7 式中，。为非线性负载直流侧电流。 由式( 2 2 ) 可见，k ，越大，l 越小，跟踪误差就越小。但系统还有其他约束 条件，其中最重要的就是效率，系统总的损耗如式( 2 3 ) ： 第二| 譬并联有源电力滤波器的结构与工作原理 匕。= 匕- i - - i - 只+ p w ( 2 3 ) 式中民。为总的损耗，匕为开关器件的开通损耗，f 0 为开关器件的关断损耗， 只为开关器件的通态损耗，产i 血为吸收电路的损耗。 主电路开关器件接线如图2 7 ，可见开关所接为电感负载，当电感电流为 正时( 图2 7 左) ，下管( i g b t ) 有效，当电感电流i ，为负时( 图2 7 右) ，上管( i g b t ) 有效。当i g b t 开通时，由于续流二极管的箝位，只有当集电极电流增加到全 部电感电流，二极管电流降到零，i g b t 电压才会降到通态电压；当i g b t 关断 时，只有当i g b t 电压增加到全部电容电压k ，二极管电流才会正偏开始导通， 在此之前由于电感电流不能突变，i g b t 一直流过全部电感电流。电感负载时的 开通与关断损耗模型如图2 - 8 。 由图2 _ 8 可知匕= 6 三鼍盘， 娟志t i c e v c t 血 。6 五广。生! 型蔓幺出 瓦j 0 2 = 6 五t 生型& = 6 型丝正 ( 2 _ 4 ) o 22 。3 ，。为开关管集电极电流，吒为集射z n o g n _ , ，t 。为开通时间，瓦为一个工 频周期，k 为主电路直流侧电压，t 为器件平均开关频率，。为主电路电流取 缔对信后的平均信。 浙江大学硕士学位论文 第二章并联有源电力滤波器的结构与工作原理 图2 - 8 开关管开通与关断时电压、电流及损耗波形 类似可推得= 6 i c t 丁v c , t 谚，瓦 面半工 ( 2 5 ) 式中t o f f 为关断时i 司。 令乙为开关管导通时间，考虑到上下管占空比互补，可假设占空比为5 0 ， 。2 n 5 l 2 0 5 去，t 为平均开关周期。 只= 6 ，。t ，瓦 = 6 0 5 ，。- 亿， = 3 1 。k( 2 - 6 ) v 0 为开关管通态时集射间饱和压降 = 6 弓e 哆工( 2 - 7 ) c 。为吸收电容值。 脓耗只。6 - 半”6 半”3 + 6 丢c f 正( 2 _ 8 ) 其中工= 兰等( 参见文献( 4 6 ) ) y _ 为电网相电压峰值，6 为滞环宽度，l 为滤波电感值。 当a p f 视在功率只萨1 5 k v a 时，i 。= 1 8 a ，亿。= 3 v ，c ，= 4 7 0 0 p f ， 1 4 浙江大学碰学位论文 第= 章并联有溺t 电力滤波器的结构与i 作原目 t 。= 5 0 n s ，k = 3 4 0 n s ，。3 1 0 v ，令6 = 1 a 。 司。推出只。= 2 6 1 0 “ ( v 。2 - 1 9 2 2 0 0 ) + 1 6 2 + 1 4 7 l1 。一k ( v c 2 丁- 1 9 2 2 0 0 ) ( 2 9 ) 为求出跟踪误差最小时主电路参数的选取，可采用最优化方法。 优化目标为m i n a ( v 。，) 约束条件为：1 ) k = 2 k ，6 2 0 v 2 ) 卵9 5 ，即只，。( 1 - r ) s 代入式( 2 - 9 ) ，约束2 ) 为： 2 6 1 0 “( v c 2 _ 1 9 2 2 0 0 ) + 1 6 2 + 1 4 7 l1 。9 k ( v c 2 1 _ 1 _ 9 2 2 0 0 ) ( 1 一州5 七v a ：7 5 泖 由此可看出该约束条件限制了k l 不可能太大。 f 2 1 0 ) 在约束条件下利用m a t l a b 的优化工具箱求目标函数最小时l 与k ，的值。 初值为= 1 ，施，诳= 2 k l = 7 0 0 y 时，结果为工= 1 7 m h ，v c = 2 v 。i = 6 8 4 v 。 跟踪误差a = o 1 2 5 8 ( a 5 ) 初值为l = l r r f f - i ，= 2 k l = 8 0 0 v 时，结果为l = 2 9 m h ，v c = 2 k 1 = 7 9 9 v 。 跟踪误差a = o 1 5 2 3 ( a j ) 初值为l = l m h ，垤= 2 k l = 1 0 0 0 v 时，结果为l = 4 2 m h ，v c = 2 k l = 8 9 8 v 。 跟踪误差a = 0 2 0 8 5 ( a 曲 图2 - 9 、2 - 1 0 与2 - 1 1 是当v c = 2 k l = 8 0 0 v ，a p f 容量为1 5 k v a 时，电感l 分别取2 9 m h 、5 m h 、7 m h 时的仿真结果，补偿后网侧电流的t h d 分别为 1 6 ，2 1 5 ，2 4 ，可见电感l 取2 9 m h 时网侧电流的t h d 最小。与优化分 析的结果相吻合。 1 5 浙江大学硕士学位论文 第= 章并联有源电力滤波精的结构与i 作原理 图2 - 9 v c 取8 0 0 v ，电感l 取7 删时网侧电流的仿真结果 图2 - l o k 取8 0 0 v ，电感l 毂5 m h 时网侧电流的仿真结果 图2 - 1 1 k 取8 0 0 v ，电感l 取2 9 m h 时网侧电流的仿真结果 图2 1 2 是v c = 2 k 。= 6 8 0 v ，电感取1 7 m h 时的仿真结果，补偿后网侧 电流的t h d 为1 5 ，与垤= 2 k 。= 8 0 0 v 、电感l 取2 9 m h 时差不多。 1 6 第= ：章并联有源电力滤波器的结构与i 作原理 图2 - 1 2 k 取6 8 0 v ，电感l 取1 7 m h 时网侧电流的仿真结果 如图2 - 1 3 、2 - 1 4 与2 1 5 是当= 2 k ，= 8 0 0 v ，a p f 容量为5 2 k v a 时，电 感l 分别取3 m h 、5 m h 、7 m h 时的实验结果，补偿后网侧电流的t h d 分别为 1 4 1 ，1 8 3 ，2 0 1 ，与优化分析的结果相吻合。 簿雾l t ，。u 纛- ： 、 ! 一” ： ! 、 。 矿 ! ： a 小叭孙 ? 7 。i t “ ￥i l ：；、：cl ip v - ，v 。v 、 时间5 m s d j v ( 上) 负载电流也( 3 2 m d i v )( 中) 网便9 电流i , a ( 3 2 m d i v )( 下) 补偿电流f 。( 1 6 a d i v ) 图2 1 3l 取7 m h 时a 相负载电流、补偿电流与网侧电流的波形 蒸謦；之巧： 漱 ；、! ， ! ； 簸 时间5 m s k f i v ( 上) 负载电流也( 3 2 a d i v )( 中) 网侧电流屯( 3 2 a d i v )( 下) 补偿电流屯( 1 6 a d i v ) 图2 - 1 4l 取5 m h 时a 相负载电流、补偿电流与网侧电流的波形 1 7 第= 章并联有源电力滤波器的结构与i 作原理 时间5 m s d i v ( 上) 负载电流屯( 3 2 a d i v ) ( 中) 网侧电流i , o ( 3 2 a d i v )( 下) 补偿电流屯( 1 6 a d i v ) 图2 1 5 取3 m - 时a 相负载电流、补偿电流与网侧电流的波形 2 3 小结 本章先介绍了电压型并联有源电力滤波器的系统结构和工作原理。然后探 讨了并联有源电力滤波器主要参数如交流侧滤波电感值、直流侧电容电压及滞 环宽度对补偿精度的影响和优化设计方法。 浙江大学硕士学位论文第三章基于d s p 的有源电力滤波器控制系统硬件设计 第三章基于d s p 的有源电力滤波器控制系统 硬件设计 本文中有源电力滤波器的设计容量为1 5 k v a ，补偿谐波范围为2 次至1 3 次 谐波。有源电力滤波器的控制系统是基于d s p 构成的，下面对整个控制系统的 硬件设计进行介绍。主要是采样周期信号发生电路以及a d 、d a 电路的设计。 3 1 总体设计 图3 - 1 为有源电力滤波装置的系统框图，控制系统需要完成的功能如下： r 、秦 二 i 一7 i 上 r 、善二 i k 一一 it l 。 箨沽剥lj h 9 。一辛辛辛”芒 一筑工t d 由a ：i 长 e 一一 f 二千一噌7e碡。 i 一 一厂五钉一- - 4 一叫 c p 3 d s pl ! 图3 - 1 并联有源电力滤波器的系统框图 1 ) 检测非线性负载的电流。也和也与网侧a 相电压k 相位，按照一定的算 法计算出所要补偿的谐波和无功电流作为指令电流 2 ) 检测有源电力滤波器主电路的电流、如和0 ，经信号调理后送入电流跟 踪控制电路，使其跟踪指令电流从而达到补偿谐波和无功电流的目的。 3 ) 检测变流器直流侧的总电压和上电容电压，通过合理的控制达到直流侧总 电压的稳定以及上、下电容电压的均衡。 4 ) 按照一定的时序控制装置的软启动和关机，并提供装置的过流、过压、欠 压、过热、缺相等故障保护功能。 控制电路的框图如图3 2 所示，控制系统硬件主要包括以下部分： 1 ) d s p 控制芯片 采用t i 公司的定点d s p 芯片t m s 3 2 0 f 2 4 0 ，执行速度可达2 0 m i p s ；片内 有1 6 k 的闪烁存储器，可以在线擦除；功耗低。 第= j t 基于d s p 的有源电力滤波器控制系统硬件设计 d s p 内部有16 k 的闪烁存储器和5 4 4 字的r a m ，为了调试的方便，外扩 四片s r a m 芯片c y 7 c 1 9 9 ，以存放数据。 由于需要将检测到的非线性负载电流转化为数字量，以及将计算出的指令 电流数字量转化为模拟量，系统需要a d 与d a 电路，a d 采用d s p 内部的 两个1 0 位的a d 转换器，误差最大为1 5 l s b ，转换时间为1 0 u s 。 2 ) d a 电路 d a 采用m a x i m 公司的m a x 5 2 6 芯片，t 形电阻网络结构，十二位，并 行输入，四通道，误差最大为1 l s b ，建立时间为3 u s 。 3 ) 电压基准电路 a d 与d a 电路都需要电压基准，采用l m 3 9 9 芯片提供电压基准，误差 最大为1 2 m v 。 4 ) 采样周期信号发生电路 电网线电压经隔离变压器后滤波移相送入比较器进行过零比较，产生一个 上升沿与a 相电压正过零同步的方波信号，这个方波经2 5 6 倍频后产生一个频 率为1 2 8 k h z 的方波信号作为采样周期信号，倍频电路由锁相环电路加分频器 构成，锁相环芯片采用c d 4 0 4 6 ，输出频率在v d d 为1 0 v 时可达1 3 m h z ，温漂 很小；分频器采用十二位计数器c d 4 0 4 0 。 5 ) 同步采样保持电路 d s p 一共要对五路信号进行a d 转换，它们是非线性负载三相电流f 。么 和也、直流侧电压控制信号与均压控制信号。而其内部只有两个a d 转换器， 为了保证对非线性负载三相电流进行同时的处理，1 在外部对他们进行同时的采 样保持，采样保持器采用l f 3 9 8 ，捕获时间小于6 u s ，失调电压小于7 m v 。 6 ) 非线性负载电流与主电路电流的检测与调理电路 对非线性负载电流与主电路电流的检测均采用霍尔器件，检测量还要通过 滤波、电平偏移等调理电路。 7 ) 电流滞环控制电路 检测到的主电路补偿电流与d s p 计算出的指令电流都送入电流滞环控制电 路，电流滞环控制电路对主电路补偿电流与指令电流进行滞环比较后送出门极 开关控制信号，使得主电路补偿电流跟踪指令电流。 8 ) 驱动电路 驱动电路接受来自前级电流跟踪控制电路的p w m 信号，进行隔离和放大 后去驱动主电路的开关管，选用m 5 7 9 6 2 芯片。 9 ) 直流侧电压控制与均压控制电路 变流器