（精密仪器及机械专业论文）高频全桥软开关脉冲激光泵浦源的设计.pdf

高频全桥软开关脉冲激光泵浦源的设计 摘要 激光电源作为产生激光能量的电泵浦源，是激光器最重要的技术设备之一， 它的性能是决定激光器整体性能的重要因素，往往某项激光技术指标能否实现， 直接取决于激光电源的质量指标。 论文介绍了课题的研究背景、方向和主要内容，简单阐述了硬开关的缺点 与软开关技术的发展，选用了一种能实现软开关技术的电源主拓扑结构，并详 细介绍了移相全桥软开关d c d c 变换器一个周期内的1 2 个工作过程。介绍了开 关电源功率因数低的原因与低功率因数的危害，分析了功率因数校正技术，并 采用m c 3 4 2 6 2 设计了能实现功率因数校正的电路，给出了具体的参数设计过程。 对移相全桥软开关电源主电路和控制电路进行了详细的参数设计。 根据课题要求设计出输出最高电压1 0 0 0 v 、开关频率1 0 0 1 d - i z 、功率2 0 0 0 w 的脉冲激光泵浦电源，该电源具有体积小、重量轻、效率高、功率因数高、可 靠性好、抗干扰能力强等优点。最后进行相关的实验，分析了实验数据，并对 以后的进一步工作提出的设想和展望。 关键词：软开关、功率因数校正、d c ，d c 变换器、高频 d e s i g no fh i g h f r e q u e n c yp u l s e dl a s e r p o w e rs u p p l y f u l l - b r i d g es o f t - s w i t c h i n gc o n v e r t e r a b s t r a c t l a s e rp o w e rs u p p l ya c t i n ga st h ee l e c t r i c a lp u m ps o u r c et h a tp r o d u c e sl a s e r e n e r g yi st h ei m p o r t a n tf a c t o rt h a td e c i d e st h el a s e ro v e r a l lp e r f o r m a n c ew h e t h e r c e r t a i nl a s e rt e c h n i c a li n d e xr e a l i z a t i o no rn o td i r e c t l yd e p e n d so nt h eq u a l i t yo fl a s e r p o w e rs u p p l y t h ep a p e ri n t r o d u c er e s e a r c h e db a c k g r o u n d ，t h ed i r e c t i o na n dt h ep r i m a r y c o n t e n to ft h et o p i c ，s i m p l ye x p a t i a t eo ns h o r t c o m i n g so fh a r ds w i t c h i n ga n dt h e d e v e l o p m e n to fs o f ts w i t c h i n g ， s e l e c to d ek i n d so ft h em a i nc i r c u i tt o p o l o g yt h a t c a nr e a l i z et h es o f ts w i t c h i n g ，i n t r o d u c ed e t a i l e d l yt h et w e l v ep r o c e s s e si nac y c l eo f p h a s e - s h i f t e df u l l - b r i d g es o f ts w i t c h i n gd c d cc o n v e r t e r t h ep a p e ri n t r o d u c et h e r e a s o no f t h es w i t c h i n gp o w e r s u p p l y lsl o wp o w e r f a c t o ra n dt h eh a r mc a u s e db yl o w p o w e rf a c t o r a n a l y z ep o w e rf a c t o rc o n t r o lt e c h n i q u ea n dd e s i g np o w e rf a c t o r c o n t r o lc i r c u i tw j t l lm c 3 4 2 6 2 h a sg i v e nt h ec o n c r e t ep a r a m e t e rd e s i g np r o c e s s h a v ec a r r i e do nt h ed e t a i l e dp a r a m e t e rd e s i g nt ot h ep h a s e ，- s h i f t e df u l l b r i d g es o f t s w i t c h i n gp o w e rs u p p l ym a i nc i r c u i ta n d t h ec o n t r o lc i r c u i t a c c o r d i n gt ot h et o p i cr e q u e s tw ed e s i g n e dp u l s el a s e rp u m pp o w e rs u p p l yw i t h h i g h e s to u t p u tv o l t a g e1 0 0 0 v ，s w i t c h i n gf i - e q u e n c yt o o k h z ，t h ep o w e r2 0 0 0 w t h e p o w e r s o u r c eh a sm a n ya d v a n t a g e ss u c ha ss l i g h t l yv o l u m e ，l i g h tw e i g h t ，h i g h e f f i c i e n c y ，h i g hp o w e rf a c t o r ，g o o dr e l i a b i l i t y ，t h es t r o n ga b i l i t yo f i n t e r f e r e n c ea n d s oo n f i n a l l yw ec a r r i e do nt h ec o r r e l a t i v ee x p e r i m e n t ，h a sa n a l y z e df l a ee x p e r i m e n t d a t aa n dp r e s e n tp l a nw h i c h p r o p o s e d t ol a t e rf u r t h e rw o r kw i t hf o r e c a s t k e y w o r d ：s o f t s w i t c h i n g 、p f c 、d c d cc o n v e r t e r 、h i 曲f r e q u e n c y 插图清单 图2 1 硬开关的开关损耗5 图2 2 零电流关断开关。6 图2 - 3 零电压开通开关“6 图2 4 移相全桥变换器电路拓扑一7 图2 5 移相全桥变换器驱动与原边电流波形一7 图2 6 ( a ) 模态0 等效电路8 图2 6 ( b ) 开关模态1 等效电路9 图2 6 ( c ) 开关模态2 等效电路。1 0 图2 6 ( d ) 开关模态3 的等效电路1 1 图2 6 ( e ) 开关模态4 等效电路。1 2 n 2 6 ( 0 开关模态5 等效电路一1 2 图2 6 ( g ) 开关模态6 等效电路t 1 3 图2 70 l 关断- q 3 开通电路简化图一1 5 图2 - 8 q 4 关断- q 2 开通之间电路简化图1 6 图3 - 1 输入电压和电流波形1 7 图3 2m c 3 4 2 6 2 芯片内部结构框图1 8 图3 3 有源p f c 电路作为前置变换器1 9 图3 4 采用m c 3 4 2 6 2 的功率因数校正实用电路2 0 图4 1 输入整流电路2 3 图4 2d c 认c 逆变电路2 5 图4 3 辅助谐振网络3 1 图5 1 u c 3 8 7 5 内部结构示意图3 4 图5 2u c 3 8 7 5 应用电路的外接元件接法3 6 图5 3i g b t 驱动电路3 7 图5 4 软启动时序框图3 8 图5 5i g b t 保护电路3 8 图6 1 移相软开关电源试验装置4 0 图6 2 未加p f c 电路的电流电压波形4 1 图6 3 加入p f c 电路后电流电压的波形r 4 l 图6 4 移相角波形4 2 图6 5 超前臂死区波形一4 2 图6 - 6 超前臂两个开关管的波形一4 3 图6 7 滞后臂开关管的波形一4 3 图6 8 变压器原边电流波形一4 4 独创性声明 本人声明所节交的学位论文是本人在导师指导r 进行的研究i 作及取得的刎究成果。 据我所知，除了文中特别加以标注币| l 致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰。j 过的研究成果，也不包含为获得 盒! 些厶堂或其他教育机构的一学何或证而使 f _ j 过的材料。7 _ 我一同1 ：作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说u 月 并表示谢意。 学位论文作者签名 签字日期：口6 年月俘日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解金目幽：些盔堂有关保留、使_ i = | 学位论文的规定，有权保留 芹向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被商阅和借阅。本人授权量 壁些丛兰色田以将学位论文的全部或部分内窬编八有关数据庠进行检索，田以采删影印、 缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后适用本授权书) 学位论文作者签名：撕 签字日j j j ：。6 年月f 多日 。了j 何论文作者毕、也后去向 i 作单能： 通讯地址： 导师签名 签字日驯 电西 邮自* r 岔p 协 悔“别叫牛 一 0 致谢 在研究生阶段的学习中，我一直师从导师胡毅教授，叶兵教授和刘福峡老 师的指导下不断成长，他们严谨的科研作风、广博的知识、丰富的经验，都让 我受益非浅。首先向几位老师表示深深的谢意，在接下来的时光中，我将更加 勤奋地学习和工作，以不负导师的栽培。 本文课题“高频全桥软开关脉冲激光泵浦源的设计”属于叶兵老师领导的 “等离子涨落特性研究”项目的一部分。在此感谢叶老师在工作中给予的指导 和生活中给予的帮助。在研究生学习阶段中还先后得到了陈海荣和戴昆鹏两位 师兄的指导帮助，对两位师兄表示感谢。感谢教研室程萍、刘福峡两位老师。 同时感谢同试验室张士峰、王霞、倪化生等几位同学给予的帮助。 最后衷心感谢我的父母，他们的养育之恩和亲情关爱是我在漫长学习生涯 中进取的最大的支持和帮助。感谢我的姐姐和许多不再一一提及姓名的亲戚朋 友。谨以此文献给所有爱我的和我爱的人们! 作者：林松 2 0 0 6 5 第一章绪论 本章介绍了开关电源的硬开关和软开关技术，回顾了国内外在此方面的研 究现状和发展趋势，给出了本课题设计的高频、高效、高功率因数开关电源的 拓扑结构，并提出了课题的主要研究内容和任务。 1 1 引言 电源作为一种利用电能变换技术将市电或电池等一次电能转换为适合各种 用电对象所需二次电能的系统或装置，是现代工农业生产、国防建设和科学研 究中不可或缺的电气设备。近年来，由p w m ( 脉宽调制) 型高频d c d c 变换器构 成的电能变换装置正日益为业界相关人士所熟悉和接受。与传统的线性电源或 相控电源相比，p w m 交换器不需要体积庞大且笨重的工频变压器，提高了电源 的功率密度，减小了装置体积重量，整机效率也有明显提高。随着电力电子器 件的发展，它可以工作在越来越高的开关频率下，随着个人计算机、通信设备、 以及航空航天技术的发展，要求p w m 变换器具有更小的体积、重量和更高的功 率密度，这就要求变换器要具有更高的开关频率。然而，对于常规的p w m 变换 器而言，进一步提高开关频率面临着许多实际问题。在常规的p w m 变换器中， 功率开关管是在电压不为零时导通，在电流不为零时关断，即通过突变的开关 过程中来完成能量的变换过程，因此又称之为“硬开关”饵a r ds w i t c h i n g ) 。在 硬开关状态下工作的功率变换器，随着开关频率的进一步提高，开关管的开关 损耗会成倍上升，导致系统效率大大降低，另外，在硬开关状态下工作，变压 器漏感与大电流变化率激起的高电压尖峰，不仅容易损坏功率管，还产生明显 的电磁辐射【1 】，降低了电源可靠性与效率。 为了克服p w m 变换器在硬开关状态下的缺点，2 0 世纪8 0 年代以来软开关 技术得到深入广泛的研究并在近些年迅速发展。所谓“软开关”( s o rs w i t c h i n g ) 是指电力电子器件工作在零电压开关z v s ( z e r ov o l t a g es w i t c h i n g ) 或零电流开 关z c s ( z e r oc u r r e n ts w i t c h i n g ) 状态。软开关过程可以通过电感l 和电容c 的 谐振，使开关器件中电流或两端电压按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过 零时，使器件关断，当电压下降到零时，使器件导通。开关器件在零电压或零 电流条件下完成导通与关断，器件开关损耗理论上降为零，而且降低了功率管 的电压电流应力，使其不容易损坏。由于损耗小，功率器件的开关频率可进一 步提高，从而使d c d c 变换器的功率密度显著提高，e m i 降低，为研究和开发 “绿色”电力电子产品提供了有效手段。 随着大功率电子器件的相继问世，大功率d c k d c 变换器不断向前发展，这 些大功率器件有功率场效应管( m o s f e t ) ，绝缘栅双极晶体管( i g b t ) 等，与 m o s f e t u 比，i g b t 具有高耐压、低通态损耗、大功率密度的优点，因此更适 用于高压大功率的变换器场合。但i g b t 特有的拖尾电流特性，使它的关断损耗 增大，限制了其最高工作频率。为了使i g b t f i 够工作在较高的开关频率下，就 必须减小它的关断损耗，i g b t 更适合于工作在零电流开关( z c s ) 状态下，而大 功率变换器中软开关技术的实现，主要依赖于合理而有效的拓扑结构，因此进 一步深入研究新型的软开关大功率全桥p w m 变换器拓扑结构具有重要的理论 意义和工程应用价值。 1 2 国内外d c d c 变换器技术研究现状和发展趋势 在高频和大容量方面【2 1 ，国内外对d c d c 变换器的研究都取得了长足的进 展，其发展速度是相当快的。在高频方面，国外已研究出开关频率达几百千赫 兹的d c k d c 变换器，国内几千赫兹的变换器也日趋成熟。在大容量方面，国内 d c 、：d c 变换器单机输出功率已达到几千至十几千伏安。d c l d c 变换器软开关技 术越来越成熟，逐渐取代了硬开关技术，已成为发展趋势。最早的软开关技术 是谐振交换器( r e s o n a n tc o n v e r t e r ) ，但是谐振变换器，诸如串连谐振变换器 ( s e r i e sr e s o n a n tc o n v e r t e r ，s r c ) 、并联谐振变换器( p a r a l l e lr e s o n a n t c o n v e r t e r ，p r c ) 、以及准谐振变换器( q u a s i - r e s o n a n tc o n v e r t e r ，q r c ) 和多 谐振变换器( m u l t i - - r e s o n a n tc o n v e r t e r ，m r c ) 很难实现p w m 控制，而是通 过频率调制方式( f r e q u e n c y m o d u l a t i o n ，f m ) 来控制，为了在很宽输入电压和 负载变动范围内调节输出电压，开关频率要求很宽，一方面使得控制方式变得 复杂，另一方面也使输出滤波器的优化设计很困难，磁性元件重量和体积的减 小受到限制，而且开关管、谐振电感和谐振电容的电压和电流应力较大。 为了消除频率调制带来的不足，人们提出了恒频谐振变换器，尽管这种变 换器的开关频率恒定，但是由于变换器的谐振电感串联在主电路内，谐振电感 和电容直参与工作，一方面开关管、谐振电感和电容的电压电流应力较大， 另一方面变换器轻载时可能失去零开关条件。为了减小开关管、谐振电感和电 容的电压电流应力，d r g c h u a 在9 0 年代相继提出了零电压转换( z e r o v o l t a g e t r a n s i t i o n ，z v t ) 和零电流转换( z e r o c u r r e n t t r a n s i t i o n ，z c t ) 的概念。其主 要原理是：变换器采用p w m 控制，开关频率恒定。谐振电路只是在开关切换 时才工作，使主开关实现z v s 或z c s 。 z v s 和z c s 的思想就是将p w m 控制和谐振变换器结合起来，既可实现恒 频控制，又可以降低开关管、谐振电感和电容的电压和电流应力。同时也实现 了软开关，提高的效率，这是d c k d c 变换器的技术发展趋势之一。 1 3 课题方案的选择 本课题中主要需要选择电源的主电路拓扑、功率校正电路、驱动电路、控 制与保护电路等电路结构等。 2 1 3 1 主功率拓扑的选择 在d c k d c 变换器中口1 ，b u c k 、b o o s t 、b u c k b o o s t 、c u k 、f i y b a c k 和f o m m d 等单管所构成的电路一般只适合用于中小功率的场合，而在中大功率的场合， 一般用全桥、双管正激以及推挽拓扑电路。而正激电路需要磁复位绕组，变压 器单向磁化，利用效率低。推挽结构铁芯容易引起直流偏磁饱和。对于全桥 d c k d c 变换器，由于开关管承受的电压电流应力小，功率变换器为双向磁化， 磁芯利用效率高，易于实现大功率输出。d c k d c 全桥变换器可以分为两类：一 类是电压型，一类是电流型。电压型d c k d c 全桥变换器是一种类似b u c k 型的 变换器，电路结构简洁，控制简单；电流型d c d c 全桥变换器则是类似b o o s t 型的变换器，该变换器的电感处于输入电源处，可用于大功率功率因数校正电 路。 综上所述，本课题变换器的主功率电路采用的是带隔离变压器的全桥 d c d c 拓扑结构。 1 3 2 功率因数校正( p f c ) 电路的选择 传统的从2 2 0 v 交流电网通过非控整流获取直流电压，在电力电子技术及电 子仪器仪表中获得了广泛的应用，但这种非控整流使得输入电流波形发生严重 畸变，并呈脉冲状，这样，一方面对电网造成严重污染，干扰其他电子设备的 正常工作；另一方面大大降低了输入电路的功率因数，如在中、大型非控整流 设备中，输入电路的功率因数大致在0 5 o 7 左右，有的甚至更低。因此，必 须采取有效的技术措施来减少输入电流波形的畸变，提高输入电路的功率因数， 减小对电网的污染。 提高功率因数的方法概括为两大类型：一类是无源功率因数校正法，即采 用体积庞大电感、电容滤波器来提高功率因数，它难以实现功率因数p f = 1 0 的单位功率因数校正：另一类是有源功率因数校正法，它是通过在电网和电源 装置之间串联插入功率因数校正装置，其中单相b o o s t 电路因具有效率高、 电路简单、成本低等优点而得到广泛应用，并称之为有源功率因数校正( a p f c ) 电路。在有源功率因数校正控制芯片中，其种类繁多，有峰值电流控制法、平 均值电流控制法等。本课题选用m o t o r o l a 公司生产的一种新型高性能、零 电流控制模式的功率因数校正控制芯片m c 3 4 2 6 2 。 1 4 主要研究内容与任务 本文主要是研制2 2 0 v 输入，1 0 0 0 v 输出的移相全桥z v sd c k d c 变换器， 从原理分析，主电路拓扑结构选择和控制方案确定等方面入手，着重分析移相 全桥软开关技术，在此基础上进行各个环节的参数设计并制作实验原理样机。 论文主要进行以下几个方面的研究工作： 分析现有开关电源软开关技术的拓扑结构，确定主变换器的拓扑结 构和控制方案。 对移相全桥z v sd c q 3 c 变换器在一个开关周期内的工作过程进行 详细分析，给出实现z v s 的条件，并指出副边占空比丢失的原因。 设计功率因数校正电路并进行参数设计，并进行实验。 通过理论分析和计算确定主电路和控制电路各个元器件的参数，绘 制电路原理图和p c b 图。 分别对各个电路进行单独调试。 制作实验样机并进行整机调试工作。 ) ) ) ) ) ) “ o 6 佰 第二章开关电源的软开关技术 2 1 硬开关的缺点与软开关技术 在p w m 硬开关电路中吲，开关器件在高电压下导通，大电流下关断，都是 强迫开关过程，因此称之为硬开关电路。如图2 - 1 所示，阴影部分是硬开关带 来的开通损耗与关断损耗。p w m 硬开关技术以控制占空比的方式来实现功率调 节，具有电路结构简单、控制方便、稳态直流增益与负载无关等优点，因而一 度在d c d c 、d c a c 变换器中占主导地位，发展速度非常快。但是由于开关损 耗随逆变频率的提高而增加，所以进一步提高开关频率受到了限制。 o 0 o v b e 1 v c e入 i c e ， 必x、， 黝1 0 豁如吣黝1 0 3 3 。， 图2 1 硬开关的开关损耗 为了克服p w m 变换器在硬开关状态下的缺点，软开关技术的提出是必然 的，软开关技术的思想就是避免在大电流下关断开关管，大电压下开通开关管。 在电流下降到零时关断，在电压下降到零时开通，这样就在理论上消除了在开 关过程中由于开关管中同时存在电压与电流带来的损耗。 2 2 软开关的分类 软开关 5 】【6 】包括软开通和软关断，软开通有零电流开通、零电压开通 和零电压零电流开通三种；软关断有零电流关断、零电压关断和零电压零 电流关断三种。其中软开通包括： ( 1 ) 如图2 - 2 所示，在开关开通前，使开关电压下降到零，称为零电压 开通( z v s ) 。 ( 2 ) 开关管开通时，使其电流保持在零，或者限制电流的上升率，称 为零电流开通( z c s ) 。 v b e v c i c ， | yt p l o s s ( o 吣 自l p l o s sc o f f ) t i c e 。， ，1 p l o s s ( o f t ) i 图2 - 2 零电压开通开关 图2 - 3 零电流关断开关 ( 3 ) 同时实现上述的两项，则称为零电压零电流开通( z v z c s ) 。 软关断包括： ( 1 ) 如图2 - 3 所示，在开关管关断前使其电流减小到零，称为零电流关 断( z c s ) 。 ( 2 ) 在开关管关断时，使其电压保持在零。或者限制电压上升率，称 为零电压关断。 ( 3 ) 同时实现上述的两种情况，则称为零电压零电流关断( z v z c s ) 。 2 , 3 移相全桥软开关技术 在需要大功率的场合【7 】 ”，众多d c d c 变换器( b a c k 、b o o s t 、b u c k - b o o s t 、 c u k 、f o r w a r d 、f l v b a c k 、p u s h p u l l 、h a l f - b r i d g e 、f u l l b r i d g e ) o 首选全桥变换 器，它有四个开关管组成，主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电 压得到正、反向磁通，变压器铁芯和绕组最佳利用，使效率和功率密度得到提 高。 移相全桥z v sd c k d c 变换器是利用变压器漏感与原边串联电感，以及功率 管自身寄生电容与外加电容的谐振来实现z v s 开关，电路的结构和相关波形如 图2 4 和图2 5 所示，图2 - 4 中l r 为谐振电感，c 1 c 4 分别是四个功率管的寄 生电容与外加电容，d l d 4 是分别是四个功率管的寄生二极管与外加二极管。 t 是高频变压器，白是输出滤波电感，c ，是输出滤波电容，d r l 、d r 2 是输出整流 快恢复二极管。图2 5 是四个功率管的驱动波形与变压器原边电流波形，两个 桥臂的一对功率管成1 8 0 4 互补导通，两个桥臂之间的导通角相差一个相位，即 移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压的大小。q i 与q 3 分别领先于 q 。和q 2 一个相位，所以称q l 与q 3 组成的桥臂为领先桥臂，q 2 和q 4 构成的桥 臂为滞后桥臂。 电路的基本工作原理是通过q i q 4 把e c 直流电压变换成高频交流方波电 压，送入高频变压器变压隔离，然后经d r l 、d r 2 快恢复二极管整流成直流电压， 最后经如( 搁成的二阶低通滤波网络滤波得到纹波极小的稳定直流电压。 d | 2 图2 4 移相全桥变换器电路拓扑 型i 厂 两d vj l q2 i 厂一 q4 ll 且j k 。 广，、 警 | 1 j 图2 - 5 移相全桥变换器驱动波形与原边电流波形 2 3 1 工作原理分析 移相全桥z v s p w m 变换器的一个开关周期1 0 1 实际上包含着十二个不同 的工作过程。正半周与负半周波形对称，但是全桥电路的主要开关器件q 1 q 4 、 c i c 4 、d l d 4 ，其工作状态在1 2 个过程中均不相同。除了正半周与负半周的 两个功率输出过程和两个箝位续流过程( 简称四个缓变阶段) 之外，还有四个谐振 过程：超前臂器件从死区时间开始的谐振与换流过程，滞后臂器件从死区时间，干 始的谐振与换流过程，还有原边电感储能返回电网过程，主变压器原边电流上 冲或下冲过零点结束的急变过程，以及副边整流管输出电流的相应变化过程， 副边输出电压占空比丢失等。 2 3 2 移相全桥软开关十二个开关模态分析 下面结合各个模态的电路图来介绍一个开关周期内的1 2 个开关模态，为了 便于分析，作如下假设【l l l ： 1 所有元器件均为理想化： 2 c 1 = c 3 = c 乙，g = c 4 = 3 变压器原边副边匝数比n = n 。n ：，其中n 。是原边匝数，n ：是副边匝数： 4 副边阻抗在原边的折算值为：z = h 2 z ，其中z 为副边折算到原边的阻抗， z 为副边阻抗： 5 l “n 2 l f 。 1 开关模态0 ，原边电流正半周期功率输出过程( o n t o 时刻) dr 2 图2 ，6 ( a ) 开关模态0 等效电路 r 1 0 a d 如图2 - 6 ( a ) 所示，在t 。之前，q l 、q 4 已经导通，并在0 至气均维持q l 与q 。 同时导通，且q 2 、q 3 截止。 这个模态中的原边电流回路：e c + 毒q l j 变压器原边绕组j l r j q 4 j e c ， 副边电流回路：变压器副边绕组等d ，i 啪0 和月j 变压器副边绕组。 在这个模态中原边电流f 。从0 时刻的较高正峰值厶线性增大，缓慢升高， 其电流变化率为d 。d r ，到f o 时刻f 。升高到最大值易： ( ) = = 厶+ ；罢鲁( t o - 0 ) ( 2 - 1 ) 式中，l r 是变压器原边漏感与外加谐振电感之和，h 2 0 是副边输出滤波电感折 算到原边的电感量，珂是变压器原副边匝数比。因0 折算值很大，所以缓慢 升高，( 2 1 ) 式可以简化为： + 半 2 开关模态1 ，超前臂谐振过程( t o - t i ) 如图2 - 6 ( b ) 所示，在气时刻后，由于q l 管的驱动脉冲变为低电平，使得超 前臂q i 由导通变为截止，切断了电源供电回路，而原边电感线圈中的电流不会 突变，故超前臂并联电容c l 、c 3 迅速冲放电，它们与等效电感( + n 2 0 ) 串 联谐振，使左臂中点电压u a ( 即u c 3 ) 快速降低。 d r 2 图2 - 6 ( b ) 开关模态1 等效电路 这个模态中的电流回路是：e c + c l c 3 变压器原边绕组j l r j q 4 j e c ； 副边电流回路是：变压器副边绕组j d r l e pr 。j 变压器副边绕组。此过程 的电路方程如下： = 拦r 协z ， 地一是， 协， 在此期间参与谐振的等效电感量很大，使原边电流衰减很小，可以近似把屯( r ) 看 成是恒流，即( f ) = l p ，故( 2 3 ) 与( 2 4 ) 两个方程可以写成： 啪) = 毛， u c 3 ( 。= e c - 云州 由上面的方程得出，u c l 线性上升，u c 3 线性下降，斜率均为五2 加可以 看出负载越大斜率越大，c 乙越小斜率越大。在时刻，c 3 的电压下降到零， q 3 反向并联的二极管d 3 自然导通，从而结束开关模态i ，为了让t 2 时刻q 3 顺 利实现z v s ，该模态时间即q 3 与q l 驱动信号之间的死区时间乇f 。，即： 、一2ecq耐ta t o l = 产 3 开关模态2 ，正半周期箝位续流过程( t 。- t 2 ) 如图2 - 6 ( c ) 所示，在 时刻以后q 3 的驱动电平变为高电平，q 3 导通，由于 l r 和较大的原边电流使得d 3 仍然导通，所以0 3 实现了零电压导通。 该模态的原边电流回路：e c j d 3 j 变压器原边绕组j l r j q 4 e c 一； 副边回路：变压器副边绕组j d ，l 蚍户8 。j 变压器副边绕组。 由于l r 1 秀， 垤 i8 1 一靠 融o a d d 吐 图2 - 6 ( e ) 开关模态4 等效电路 q 2 导通后，由于l r 的作用，原边电流还未反向，电流仍经d 2 。副边整流 桥同时承担负载电流，副边绕组短路，输入电压e c 全部加在l r 上，原边电流 线性下降： o ) = 以) 一譬f 原边电流下降率与l r 成正比，此过程虽然= 一e c ，但是能量不到副边，负 载由巧与白中的储能提供，l r 中的剩余储能反馈回输入电源，当下降到零， 此模态结束，此模态时间为： 一。(岛)t3 4 一夏 6 开关模态5 ( 一t 5 ) 原边电流下冲过零点后开始负向增大 图2 - 6 ( f ) 开关模态5 等效电路 r j o a d 如图2 - 6 ( 0 所示，t 4 时刻，原边电流过零点反向，继续反向线性增加，原 边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由整流桥所有管子承担，输入电压 仍然加在l r 上，功率传不到副边。 该模态原边电流回路：e c + j q 2 辛l r j 变压器原边绕组jq 3 j e c - ，副边电 流回路：副边绕组j d r l 和d r 2 j 厶琦r 如a d 。 原边电流： 一e c f ，。一丁r t 5 时刻，原边电流达到负载电流在原边的折算值：一月o ( 如) = 一，此模态结束， d r l 、d r 2 关断，此模态时间为： t 4 s = 簪 7 开关模态6 原边电流负半周期功率输出过程( 一f 6 ) 如图2 - 6 ( g ) 所示，q 2 与q 3 同时导通，为电网电提供了功率输出回路， 从一乃缓慢增大到负峰值一厶。 d | 2 图2 - 6 ( g ) 开关模态6 等效电路 内o “ 该模态原边电流回路：e c + z z q 2 = ，l r 辛变压器原边绕组辛q 3 j e c 一，副边电 流回路：副边绕组jd r 2 句号r 咖d 。 此模态电源给负载供电，原边电流： i p ( t ) = 一+ 糟， l r 2 + 寺c 豫2 ( 2 4 ) 其中：一功率管的寄生电容与外并电容之和； c 。一原边磁性材料的寄生电容。 在实际设计中，磁性材料的寄生电容是很小的，可以不予考虑，而功率管 的寄生电容是非线性的，其容值反比于其两端电压的平方根，由于输出滤波电 容工，不参与滞后桥臂的z v s ，丽l r 又较小，所以滞后桥臂的z v s 较难实现。 由式( 2 - 4 ) 分析可知： ( 1 ) 增加l r 有利于实现z v s ； ( 2 ) f 。越大容易实现z v s ，即在重载情况下容易实现z v s ； ( 3 ) 功率管的寄生电容和外并电容较小时容易实现z v s ： ( 4 ) 输入电压e c 越低越容易实现z v s 。 2 4 3 两对桥臂死区时间和占空比减少分析 软开关移相p w m 金桥变换器在应用中并不是那么理想，因为实际的功率半 4 导体器件本身并不是理想的开关，它有一定的开通和关断时间，在同一个桥臂 上下两开关管导通信号之间必须有一段死区时间，以防止直流短路。在变换器 工作的零状态，必须有一段谐振时间使开关管实现软开关。由于高频变压器漏 感的存在也会使变压器副边产生相对于原边的电压脉冲宽度减小现象。这些都 会使变换器占空比减少。占空比减少是软开关移相p w m 全桥变换器一个特有 的、值得关注的现象，它对变换器的性能、效率有很大的影响。弄清占空比减 少的原因及其影响对改善软开关移相p w m 全桥变换器的性能有重要的意义。 1 超前臂的死区时间 如图2 7 电路图描绘了z v s p w m 全桥变换器开关管q 1 关断到开关管q 3 开 通这段时间变换器工作情况。其中a 图是q l 刚刚关断时，电容c l 上的电压基本 为零，c 3 上的电压为e c ，变压器原边仍然向副边提供能量，根据电机学的知识 将变压器二次侧负载折算到一次侧，由于滤波电感工，彳艮大，可以认为原边电流 图2 - 7q l 关断q 3 开通电路简化图 近似不变。当变压器原边电压下降到不能提供给副边能量时，整流二极管d n 和d r 2 同时导通，将变压器原边电压箝位在o 伏，由于并联电容很小，f 。减小很少。 在整个过程中，可以认为近似不变，类似于一个恒流源，c 3 上的电压为： 地一丢r c 3 上电压下降到o 所需要的时间为： 一2 q e c = _ t 。是开关管q 1 和q 3 驱动信号之间的死区时间，从上式中可以看出，当负载 小的时候，f ，就小。 则变大，所以要保证超前桥臂的零电压开通，q l 和q 3 驱 动信号之间的延时时间应取最小负载时的计算值。 2 滞后臂的死区时间 如图2 8 电路图描绘了z v s p w m 全桥变换器开关管q 4 关断到开关管q 2 开 通这段时间变换器工作情况。q 4 刚关断时，c 4 上电压基本为零，c 2 上电压为e c ， “归肛j 茜s i n 志。 川i j 2 瓜咖。譬悭， 副边占空比丢失的原因是：当滞后桥臂的开关管开通后，存在原边电流从正 向( 或负向) 变化到负向( 或正向) 负载电流的时间，在这段时间里，虽然原边有 正电压方波( 或负电压方波) ，但原边不足以提供负载电流，副边的两个整流二 极管全部导通，二极管处于续流状态，变压器原边电压箝位在0 伏，直到原边电 流增加到可以向副边提供能量。副边占空比丢失是不可避免的，它可以表示为： d 妇；2 l r 。x l of 耽c 由上式可见： 1 原边电流越大，d 。，越大； 2 负载越大，三k 。越大； 3 输入电压越低，d i 。，越大； 4 开关频率越高，d f o 。越大。 1 6 第三章p f c 电路的特点及其各元件参数的设计 3 1 功率因数校正的意义 脉冲状的输入电流中含有大量谐波，因此在a c d c 整流输入端需加滤波电 路，从而增加了电路的体积和成本。谐波电流对电网的危害主要表现在以下几 个方面i l j j ： 1 ) 谐波电流的“二次效应”，即电流流过线路阻抗而造成的谐波压降反过来 使电网电压波形( 原来是正弦波) 也发生畸变。 2 ) 谐波电流引起电路故障，损坏设备。如使线路和配电设备过热，谐波电 流还会引起电网l c 谐振，或者高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、 过热而导致电容器损坏。 3 ) 三相四线制电路中，三次谐波在中线中的电流同相位，合成中线电流很 大，可能超过相电流，中线又无保护装置，使中线因过流而导致过热而引起火 灾并损坏电气设备。 4 ) 谐波电流对自身及同一系统中的其他电子设备产生恶劣的影响，如引起 电子设备误操作，引起电话网噪音，引起照叫设备故障等。 由于上面的种种不利因素，如何消除和减小谐波电流，降低对电网污染已 经成为国内外电源界共同研究的重要课题之一，p f c 技术应用于新型开关电源 中，己成为新一代开关电源的重要标志。 3 2 开关电源功率因数低的原因 电源功率因数低的根源是工频整流电路后面的滤波电容，它使输出电压平 滑，但却使输入电流变为尖脉冲，如图3 1 所示。而当整流电路后面不加滤波 电路，仅为电阻性负载时，输入电流即为正弦波，并且与电源电压同相位，功 率因数为1 。因此，功率因数校正电路的基本思想是将输入电流的波形变为与输 入电压波形一致，并保持二者同相位。 v 图3 - 1 输入电压和电流波形 1 7 3 3 常用功率因数校正的方法 功率因数校正的方法有很多种，目前广泛使用的改善功率因数的方法主要 有以下几种： 1 ) 多脉冲整流法。它的基本原理是利用变压器对各次不同谐波电流进行移 相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。这种方法对变压器负载平衡的 隋况下对减小输入端得低次谐波是有效的。 2 ) 无源滤波法。在电路的整流器和电容之间串联一个滤波电感，或在交流 侧接入一个谐振滤波器。其主要优点是电路简单，成本低，可靠性高，电磁干 扰小；主要缺点是尺寸大，重量大，难以得到高功率因数( 一般可提高到0 9 左 右1 ，工作性能与频率、负载变化及输入电压有关，电感和电容间有较大的冲放 电电流等。这种方法对抑制高次谐波有效，但设备庞大，在使用上受到限制。 3 ) 有源功率因数校正法。它直接采用有源开关或a c d c 变换技术，使输 入电流，成为和电网电压同相位的正弦波。在整流器和负载之问接入一个a c d c 开关变换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压 波形，从而使电网输入端的电流波形逼近正弦波，并与输入的电网电压同相位。 这种方法的主要优点是：可得到较高的功率因数，总谐波畸变小，可在较宽的 输入电压范围内工作，体积小，重量轻，输出电压也可保持恒定。主要缺点是： 电路复杂，成本较高，效率会有所降低等。 3 4 采用m c 3 4 2 6 2 实现提高功率因数的特点介绍 图3 - 2m c 3 4 2 6 2 芯片内部结构框图 考虑到以上方法的优缺点，并结合本课题的设计要求，我