（信号与信息处理专业论文）主板cpu供电电路设计与仿真的研究.pdf

摘要 主板c p u 供电电路是计算机硬件电路的重要组成部分。论文以f 公司型号 为9 x 5 m 0 1 主板电源专案为研究课题，针对高端商用计算机c p u 大电流，高稳 定和大负载瞬态变化的特点，设计了新型4 相交错p w m 同步滤波的c p u 供电 电路的功率电路和控制电路。 根据主板c p u 负载供电电路的特点和i n t e l 设计规范v r d l 0 ，制定本次 设计的电性能指标。为解决大电流功耗问题，采用同步滤波的低导通阻抗功率开 关管m o s f e t ，设计完成其驱动及自举电路，有效降低了功率损耗；为适应c p u 瞬态变化大特点，设计3 型相位补偿控制回路并通过对采样信号运算实现d r o o p 法输出电压调节，系统具备快速瞬态响应能力；同时利用p s p i e e 仿真软件对控 制芯片i s l 6 3 1 2 建模及整机仿真，仿真与原理样机实验证明该电路各项硬件模块 均满足电性能指标。 关键词：中央处理器，功率开关管，系统仿真，模拟电路 r e s e a r c ho l lm bc p u p o w e rs up p l yc i r c u i td e s i g na n ds i m u l a t i o n g u of e n g k a i ( s i g n a l & i n f o r m a t i o np r o c e s s i o n ) d i r e c t e db yp r o f z h e n gj i n w u a b s t r a c t c p up o w e rs u p p l yc i r c u i to nm o t h e rb o a r di so n eo ft h em o s ti m p o r t a n tp a r to ft h e w h o l ep ch a r d w a r ec i r c u i t s t h i st h e s i sw a sb a s e do nt h ep r o j e c to ff o x c o n nm b9 x 5 m 0 1 p o w e rs y s t e m t om e e tt h er e q u i r e m e n to fc p ul o a d ，an e w l y4p h a s es y n c h r o n o u sp w m b u c kc o n v e r t e rc i r c u i tw a sd e s i g n e dw h i c hc o u l ds u p p l yl o wv o l t a g ea n dh i 出c u r r e n t t h e c i r c u i tw a st e s t e db yp s p i c es i m u l a t i o na n dr e a le x p e r i m e n t f i r s t l y ，t h ec h a r a c t e ro fl o a da n dv r d 10w a si n t r o d u c e df o rt h ea i mo fm a k i n g s p e c i f i c a t i o n s s e c o n d l y t h ep o w e rp a r tw a sf o c u s e do nt h ed e s i g no fal l i 曲s p e e d n m o s f e ts e l f - b o o td r i v e ra n dt h ew a y so fc h o o s eo u t p u tc h o k ea n dc a p a c i t a n c e t h i r d l y t h el o o pc o m p e n s a t i o nc o n t r o lc i r c u i tw a sd e s i g n e du s i n gt h et y p e3 s p e c i a l l y , d r o o pw a y w a si n t r o d u c e dt or e g u l a t et h eo u t p u tv o l t a g ea c c o r d i n gt ot h ec h a n g eo fo u t p u tc u r r e n t f o u r t h l yt h ep w m c o n t r o l l e ri s l 6 312m o d l ew a sb u i l tt h r o u g hs o f t w a r ec a d e n c e15 5 a t l a s t ，t h ee x p e r i m e n tw a v e f o r m s w e r es h o w e dt ot e s tt h es y s t e mp e r f o r m e n c e k e yw o r d s ：c e n t r a lp r o c e s su n i t ，p o w e rm o s f e t , s y s t e ms i m u l a t i o n ，a n a l o gc i r c u i t 关于学位论文的独创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在指导教师指导下独立进行研究工作所取得的 成果，论文中有关资料和数掘是实事求是的。尽我所知，除文中已经加以标注和致谢外， 本论文不包含其他人已经发表或撰写的研究成果，也不包含本人或他人为获得中围石油 大学( 华东) 或其它教育机构的学位或学历证书而使用过的材料。与我一同工作的f 叫志 对研究所做的任何贡献均已在论文中作出了明确的说明。 若有不实之处，本人愿意承担相关法律责任。 学位论文作者签名： 帆硝年厂月夕同 学位论文使用授权书 本人完全同意中国石油大学( 华东) 有权使用本学位论文( 包括但不限于其印刷版 和电子版) ，使用方式包括但不限于：保留学位论文，按规定向国家有关部门( 机构) 送交学位论文，以学术交流为目的赠送和交换学位论文，允许学位论文被查阅、借阅和 复印，将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，采用影印、缩印或其他 复制手段保存学位论文。 保密学位论文在解密后的使用授权同上。 学位论文作者签 指导教师签名： 刁厶7 月 月 r f 年 年 锄 期 期 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 第1 章绪论 1 1c p u 供电技术面临的挑战 当今，计算机已应用于社会的各个领域。人们利用计算机的高速计算和存储能力处 理各种问题。计算机主板作为计算机运行的基本电路载体，承载包括低速模拟信号，大 功率开关管，高速数字信号等芯片和元器件，特别是计算机的核心芯片c p u ，其工作特 点决定其供电电路结构的特殊性。 随着纳米集成电路技术的飞速发展，在过去的几年里i n t e l 和a m d 的c p u 性能 都有了显著提高。从生产技术来说，最初的8 0 8 8 集成了2 9 0 0 0 个晶体管，而p e n t i u m 4 的集成度超过了4 2 0 0 万个晶体管；c p u 的运行速度，以m i p s ( 百万个指令每秒) 为单 位，8 0 8 8 是0 7 5 m i p s ，到高性能的多核时代已超过了1 0 0 0 m i p s 。c p u 性能的提高要 求为其供电的电压调节器( v i m ) 更加精确和复杂，电源设计面临的最大挑战是如何满 足主板更大功率，更小的电压容限以及更快的瞬态响应要求【l 】。 处理器的工作电压如果太低，由于固有的传播延时减慢，处理器无法满足最大时钟 速度要求，相反如果处理器的工作电压太高，可靠性和工作寿命就会成指数下降。对于 现在的高集成度微处理器来说，工作电压已经下降到1 v 左右，为了保持输出功率不变， 输出电流能力要求大于1 0 0 a 。大电流如果集中在一个通道输出将会加大元器件的负载 并缩短其使用寿命，所以提出了多相设计概念，即多通道输出。电源设计者依据可用的 空间和散热等因素确定所需的相数。传统c p u 需要采用1 2 相的电压调节器，随着多 相控制芯片和大功率开关管制作工艺的提高，4 相以上的开关控制器已成为主板设计的 主流。多相数可以满足大电流带来的散热和电磁辐射问题，但相数越多响应的控制环路 设计也越复杂，布局占用的面积也越大。同时采用多相设计必须考虑的是通道的均流问 题，若流过某相电流过大，该相的元器件寿命很快结束，直接影响主板的运行，所以多 相电压调节器的设计必须包含能够主动均衡各相电流的电路【2 】。 由于供电电路已经低至1 v ，即使是毫伏级的纹波都会给微处理器带来很大影响， 而现代计算设备为执行系统指令使负载产生频繁的瞬间改变，即瞬态响应过程。大幅度 的负载变化伴随快速的电流转换速率，使输出电压产生过冲。因此为了处理负载瞬态和 减小输出电容节约成本，必须设计具有快速瞬态响应功能的电源系统。有源下调控制技 第1 章绪论 术得到了应用，下调电压系统的特点是当工作电流增加时电压就会按特定的比率减小， 即所谓的d r o o p 法调节负载线。简言之，将电源模块等效为一个电压源与一个输出电阻 的串联。当负载电流增大时，等效串联电阻上的压降就会增加，使负载获得的电压下降， 反之则负载电压上升，使电源调整窗口与负载变化窗口相一致。采用下调电压法可以明 显改善电压转换器的瞬态响应，同时负载线调节法需要对每相电流进行采样，通道均流 也会得到改善。 1 2 多相交错拓扑概述 随着c p u 供电要求的进一步提高，多相电源控制器已成为很多电源设计者的必然 选择。此类d c d c 变换器主要是为台式计算机，服务器中新一代双核微处理器提供电 源。 最早出现的是2 相芯片，它可以满足上一代处理器的要求【3 1 。但是，新一代及未来 一代处理器正在寻求3 , - 4 相甚至更多相数的芯片解决方案。一些供应商已经在设计8 相 芯片的控制器结构。多相p w m 方案也逐步实现了从异步技术向同步技术转化。 如上分析，两相控制器输出功率有限，人们自然想到采用更多相的方案。现有的多 相芯片中，系统可以根据外部条件决定电源的某2 相，3 相或者4 相工作，从而扩展了 芯片的使用范围。芯片内部有专门的检测电路可以探测出外接的相数确定相位控制信 号。i n t e r s i l 公司的产品i s l 6 3 1 2 是典型的可控最大4 相输出控制芯片【4 】。这是该公司第 5 代多相功率解决方案，可将1 2 v 的电压转换成i n t e l 高性能c p u 核心供电电压。内 部8 位的d a c 读取处理器的电压识别码v i d ( v o l t a g ei d e n t i f i c a t i o nd e f i n i t i o n ) ，设置输 出电压。i s l 6 3 1 2 提供可编程1 4 相位p w m 拓扑，使相位数最佳化以降低系统成本， 从而符合英特尔严格的v r d l 0 处理器电源供应器规范【5 】o 与传统的单相同步降压控制器相比，多相控制器增加了一个或多个变换通道，每个 变换器通道的控制信号相位间隔3 6 0 n 。这样做有诸多好处： 首先功率平均分配在各个通道中，散热性能良好；输出电流可以到达更大，工作电 压可低至l v 以下；等效工作频率是原来的n 倍，加快了负载的瞬态响应速度； 其次由于各个通道的输入，输出电流相互叠加，输出电流的纹波减小，电磁干扰降 低： 2 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 最后可以使用更小的输出电感和电容等输出元件，p c b 布局得到改善。 计算机主板c p u 供电电路是多相交错拓扑的典型应用，这也与c p u 负载的特殊性 相关，表现在：首先主板电路供电变换器受限于空间和散热，均采用非隔离式拓扑，这 样限制了变换器的负载输出能力，因此单相拓扑无法满足负载要求：其次c p u 电压由 1 2 v 母线转换，因此占空比小，导致该状况下工作效率低：最后单相供电的控制回路无 法快速响应c p u 负载的变化速度。 由以上分析可知，多相交错变换器并联的结构可以提供更大的电流输出，它可以满 足c p u 特殊负载的供电要求。 1 3 模拟电路仿真介绍 所谓电路仿真，就是把电子器件和电路模块用数学模型表示，建立信号在电路中的 传播模型，最后配合数值分析和图形模拟显示，实现电路的功能模拟和特性分析。电路 仿真可以足够真实地反映模拟电路的特性，能极其方便、快捷、经济地实现电路结构的 优化设计。这对缩短电子产品的开发周期，降低电子产品的开发费用，提高电子产品的 综合性能，参与产品的市场竞争，都有着十分重要的意义。电路仿真的应用主要集中在 三个方面：验证电路设计方案的正确性；对电路进行优化设计；电路性能的模拟测试。 s p i c e 仿真器采用节点分析法来建立电路方程纠6 1 。它可提供非线性直流分析，非 线性瞬态分析( 实域分析) 和线性小信号分析( 频域分析) 。瞬态分析是最重要的验证 方法，但也是最费时的验证方法。它通常利用数值积分方法把非线性微分方程变成一组 代数方程组，然后用高斯消除法来求解线性方程组。这些线性方程仅仅在积分时刻点是 有效的。随着仿真器进展到下一个积分步长【7 j ，积分方法必须重复来得到新的线性方程 组。如果信号变化得特别快，积分步长应该取得非常小以便积分方法能收敛到正确的解， 因此瞬态分析需要大量的数学操作。 在最初主板电源设计过程中，厂商一般没有提供p w m 控制i c 的p s p i c e 仿真模型。 一是由于主板生产商关注生产效益，对于深层次的电源技术问题倾向于依赖i c 提供商； 二是大规模的仿真在实际电源应用中作用不明显。众所周知，仿真技术关键是对细节的 模拟，设计者将模拟的环境量化，通过计算机计算还原得到预期结果，但模拟信号毕竟 不同于精准的数字信息：电源中尤其功率部分，各种信号干扰层出不穷：布局的好坏直 3 第1 章绪论 接影响时序和e m i ：走线的方式，线宽影响阻抗的匹配；增加过孔无形中增加了感量等， 这些细节很难在仿真中面面俱到，增加了大规模电源仿真的难度。重要的是器件建模是 电路仿真过程中最艰难的步骤，它不仅要求对器件的物理及电特性有深入了解，还要求 有丰富的特定电路的应用知识【8 1 。 相对与功率部分，利用p s p i c e 仿真控制回路得到r & d 广泛认可。设计包括零极点 位置摆放，系统开环增益和相位裕度，瞬态负载变化等过程参数通过建模可以很方便的 得以仿真，并在设计中提供参考。 1 4 本文研究内容与结构 深入了解c p u 负载特点及i n t e l 设计规范v r d l 0 ，设计新型4 相同步滤波p w m 交错拓扑的c p u 供电电路并通过仿真和电路实测，供电电路需要满足c p u 大电流，高 稳定和大负载瞬态变化的要求。主要设计内容包括： l 、同步滤波低导通阻抗m o s f e t 选择和自举驱动电路设计； 2 、输出电感及电容元件选择； 3 、3 型控制补偿回路设计； 4 、d r o o p 法输出电压的前馈控制设计。 同时结合p s p i c e 仿真工具对电路进行功能验证，包括对p w m 控制芯片i s l 6 3 1 2 内 部四相p w m 发生器，比较器和驱动等模块建模；最后完成对原理样机的系统功能性测 试工作。 本文结构分以下6 个章节： 第1 章详细介绍主板c p u 供电电路的特点；第2 章介绍i n t e l 制定的设计规范 v r d l 0 以及本次设计的性能指标；第3 章介绍功率电路的开关管m o s f e t 驱动及自举 电路设计，输出电感，电容的计算；第4 章为控制电路设计，包括相位补偿电路，d r o o p 法调节输出电压等；第5 章是i s l 6 3 1 2 的建模及整机仿真；第6 章为硬件测量与误差分 析。 4 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 第2 章c p u 供电电路设计规范与指标 随着c p u 制作工艺的飞速发展，c p u 生产厂商制定了一系列技术，工艺上的规范 为下游生产公司作设计的要求或参考。其中包括i n t e l 公司制定的v r d x 系列规范， a m d 公司制定的c p u 供电模块设计参考 9 1 。作为c p u 下游使用者一主板设计部门，需 对该型号的c p u 规范有深入的了解，并依此制定产品性能指标。 2 1v r d l 0 规范介绍 v r d ( v o l t a g er e g u l a t o rd o w n ) 是由i n t e l 为不同的c p u 制定的核心电压标准的 统称。其规格中定义了c p u 电源管理中d c d c 转换器的设计指标，包括电气性能，热 性能和机械性能等。m 变换器需要检测处理器对电压的要求，输出正确的电压。所 以v r d 标准跟随着c p u 的发展也在不断的改变。 v r d 标准规定了v i d 编码如表2 1 。通过v i d 编码确定c p u 所需的输出电压。v r d 标准还对c p u 稳压电路的输入电压与电流的大小，输出电压与电流的大小，不同输出 电流下输出电压的波动范围，输出功率与效率，输出保护和模块测试标准等进行了详细 的规定。v r d 标准事实上建立了一种c p u 和功率系统之间的通讯标准接口和协议。 表2 - 1v i d 8 位编码表 t a b l e2 - 1 v o l t a g ei d e n t i f i c a t i o nc o d e s v i d 7v l d 6v i d 5v i d 4v i d 3v i d 2v i d lv i d 0v d a c 00o 0o 00 0 0 f f o00o0o101 6 0 g 1 0 0 0 0 o 0o 0l l 1 5 9 6 7 5 ooo0oioo1 5 8 7 5 0 000 0 olol1 5 8 1 2 5 00ooo 1l o1 5 7 5 0 0 o0o0olll1 5 6 8 7 5 oo o o1o ll1 5 4 3 7 5 o 0 o oll oo1 5 3 7 5 ooo0ll0 l 1 5 3 1 2 5 在o 0 9 微米工艺的p r e s c o t t 核心p 4 处理器和对应的i 8 6 5 芯片组中，最新的v r d l 0 5 第2 章c p u 供电电路设计规范与指标 标准将识别c p u 电压的编码位数由以前的6 位增加到8 位，从而将c p u 电压调节的精 度提高到1 2 5 m y ，电压调整范围也降低到了0 5 i 6 0 v 之间，以适用各种不同工作电压 的处理器【1 0 1 。v r d l 0 同时规定了v d 固定且稳态下，输出电压的限制范围。如表2 2 。 表2 - 2v r d 部分电性能指标 t a b l e2 - 2p a r t so f v r dr e g u l a t i o nr e q u i r e m e n t 指标项目 v i d 最小值最大值单位 1 6 0 01 5 0 91 6 0 0v w 一啪 1 5 0 01 4 0 81 5 0 0 v 1 6 0 01 4 6 01 6 0 0 v v c c _ e o r e 1 5 0 0 1 3 3 01 5 0 0v 1 6 0 0n c2 0 0 0 v 1 5 0 0n c1 6 0 0v 1 6 0 0n c8 0 0 0a i o 暇一眦 1 5 0 0n c 1 0 0 oa d l o 旧 n c n c 9 5 0 0 a ，雌 d t 龇 从表2 - 2 中可以了解i n t e l 所规定v r d l 0 的相关设计规格。其中，r 一脚为变换 器的输出电压，cc 伽e 为c p u 得到的终端电压。v r d 规定了v i d 定的条件下，电 压的最大，最小值，显示负载需求与供应电源之间对应关系；以及易汀也，等规 定为输出电流的稳态最大值和瞬态最大变化率1 1 】。 厶旧砌r 表示在该v i d 电压下处理器的负载最大需求，称为v r d 输出最大静电流， 这是v r d 中静态规格之一，它规定了稳态下变换器模块所提供的最大电流。等盘规定 饿m “ 负载的最大变化率，它是v r d 规格中瞬态响应的性能指标，表示处理器负载会出现的 最大变化速度。 当瞬态发生后，控制系统要在规定的时间内调节占空比，满足电流要求，使输出电 压恢复，并按对应的负载电流控制电压的大小，完成整个瞬态调节过程。若电压调节模 6 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 块输出电压变化过大，超出了处理器许可的范围，则系统无法按正常工作，出现死机或 蓝屏状况。 以奔腾d 处理器规范来说，输出电压为l v 时，需要最大1 0 0 a 的电流，负载最大 产生9 5 a l x s 的变化率，这会发生在系统从休眠状态到开机的过程。电压调节模块在该 负载变动时，必须要有很强的响应能力【1 2 】。如仿真图2 1 ，负载电流瞬态变化9 5 a 时， 输出电压下调小于1 0 0 m v ，且没有振荡。面对处理器独特的工作模式和规格限制，v r d 能在电压极低的情况下提供稳定的电源，并且有强大的瞬态响应能力，正是当今信息时 代下电源管理的关键技术。 i l n l i ， 、一 - 0 2 1 3加6 08 01 2 01 4 01 6 01 0 1 3 图2 19 5 a 负载瞬态响应图 f i 9 2 - 1 9 5 al o a dt r a n s i o ns i m u l a t i o nw a v e f o r m 图2 。2 中表示v r d l 0 规定的电压调节单模块结构。 图2 - 2v r d 单模块拓扑示意图 f i 9 2 - 2s i n g l ep h a s ev r df u c t i o nb l o c kd i a g r a m v 州是由计算机电源引入的1 2 v 母线。p w m 信号转换为驱动信号后控制功率管导 通关断，此间产生的纹波经由l c 滤波电路处理后连接负载供应处理器所需的能量。可 以看出供电单模块是典型的非隔离b u c k 拓扑电路。与普通b u c k 不同的是，该示意 图着重规定了3 处p c b 布局对输出阻抗的影响，这也与c p u 负载的特殊性密切相关【1 3 j 。 7 第2 章c p u 供电电路设计规范与指标 结构图将输出阻抗划分为3 部分：第l 部分是b u c k 的滤波电路产生的阻抗；第2 部分 是从变换器输出到c p u 负载终端，之间由p c b 布局产生的寄生阻抗。采用多相拓扑时， 两者间存在一定长度和宽度的p c b 铜线，其寄生参数阻抗会影响输出电压。v r d 规范 中同样规定该部分的阻抗范围；第3 部分是位于c p u 终端的电容引起的寄生阻抗。在 大电流变化情况下，电容放电满足负载需求。电容放电严重影响输出电压值，因此v r d 严格规范c p u 终端电容的容量以减少输出电压的变化。 v r d l 0 标准和之前的标准相比，不同点主要有以下几个方面： l 、增加了一个连续的负载电流变化要求，实现成本最低设计； 2 、增加了动态的v i d 功能。当来自处理器的输入电压v i d 改变时，允许在正常的工作 模式下改变输出电压； 3 、对于上电信号p o w e ro n 和上电时序制定了更严格的要求，确保双核处理器正常 启动； 4 、增加了对于过温的监视和恢复功能。 现今微处理器的工作时钟频率已经达到3 , - - 4 g h z ，未来几年将会达到5 g h z ，甚至10 g g h z 1 4 】。微处理器及数字信号处理器d s p 的不断发展，以及先进全自动s m t 焊接技术 在主板电路印制过程中的全面应用给供电系统电压调节模块v r d 带来了极大的挑战 【1 5 1 ，主要表现在： 1 、输出电压不断降低。目前v r d 的输出电压大多在0 - - - 1 6 v 之间，为了进一步提高速 度，未来的c p u 的供电电压最大值会降至1 v 以下； 2 、输出电流增大。下一代的c p u 可能会要求v r d 的输出电流高达1 5 0 a ； 3 、电流的瞬态变化将达15 0 a 陋。 4 、主板布局面临更大的空间压力。 以上说明了在i n t e l 的v r d 规范中最主要的电性能参数及要求。这些规范旨在确 保c p u 正常工作，是设计指标的依据。 2 2 设计指标 根据i n t e lv r d l 0 标准和产品市场定位，制定本次设计变换器的电性能指标，如 表2 3 。指标分p w m 控制器，m o s f e t 驱动和系统整机参数三部分。 8 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 表2 - 3 电性能设计指标 t a b l e2 - 3e l e c t r i c a ls p e c f i c a t i o n 名称符号最小值典型值最大值单位备注 p w m 控制器 晶振频率 哪 2 2 52 5 02 7 5k h z 三角波电 压峰峰值 斟p p n c1 5 n cv 直流增益 e a c , a t n n c9 6n cd b 吃= 1 0 k 接地 最大带宽e a s n c2 0n cm h z 吃= 1 0 k 接地 采样电流 i s e n s e 7 68 08 4 衅 过压保护 d y + 1 5 0+ 1 7 5+ 2 0 0m v以v i d 为基准 门限 欠压保护 u y5 56 06 5v i d 门限 m o s f e t 自举电压 v s o o t l o1 2 1 2 5v 死区时间f d 7 1 02 02 5n s h s i d e t n r n c2 0n c n s 受单体影响大 上升时间 h s i d e 下降时间 t h f n c1 8n cn s l s i d e 上升时间 t l r n c 1 8n cn s l s i d e 屯一f n c 1 2n cn s 下降时间 系统指标 输入电压 l o1 21 2 5 v 最大输出 电压 z u a o o r n cn c1 6v 受v i d 限制 最大输出 电流 l 姒o u t n cn c1 4 0 a 四相拓扑 最大负载 l 姒汀 n cn c9 5a 阶跃 恢复时间 t c o v 1 04 05 0n s 系统带宽 b w 2 0n c8 0k h z 系统最小 相位裕度 p m m n6 0n c n c d e g 最小限制 9 第2 章c p u 供电电路设计规范与指标 2 3 本章小结 本章介绍了本次设计的设计规范心t e l 制定的v r d l 0 工业标准。该标准对c p u 供电的电性能指标做出了严格的规范，依据该规范和市场需求，制定出本次设计的诸多 电性能指标，并以满足这些指标作为设计的目标和检测的标准。 1 0 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 第3 章c p u 供电功率电路设计 由v r d 规范可知，c p u 供电单模块是b u c k 电路，本章从分析基本b u c k 电路特点 开始，设计完整的功率部分电路。包括单相，多相同步滤波b u c k 拓扑分析，功率开关 管m o s f e t 的开关过程及基于m o s f e t 的自举驱动电路设计，最后是输出电感，电容的 取值计算。 3 1b u c k 电路的工作原理 图3 1 为b u c k 变换器结构图。主要元器件有开关管q 1 ，作用是控制能量的传递 与关断；l ，c 组成输出滤波器；d 为续流二极管，导通时为电路提供续流回路。 图3 - 1b u c k 电路简化结构图 f i 9 3 - 1s i m p l eb u c k b l o c kd i a g r a m 工作原理说明： l 、q l 导通时，d 截止。导通电流t 经电感l 流入负载中。二极管d 因承受反偏电压而 截止，等效电路如图3 2 。此时电感l 存储能量，电容c 充电。若忽略开关管q l 的压 降，则处电压为输入电压巧，电感两端的电压为吒= 形一v o 。流过电感的电流t 开始 持续线性上升，其交流成分流经电容产生电压纹波，直流成分供至负载。 图3 - 2q l 导通工作示意图 f i 9 3 2o p e r a t i n gd i a g r a md u r i n gq io n l l 第3 章c p u 供电功率电路设计 根据电感特性，在q 1 导通期间，电感l 上的电流正增量为式3 - 1 ： a i l = 圪警= ( v i 刊警 ( 3 一1 ) 2 、当q 1 截止时，电源停止提供能量。电感瞬间电流不变，产生反向电动势吒= - v o ，d 正偏置导通，等效电路如图3 3 。此时电容c 中原来所储存的能量可经由d 和l 释放至 负载，使其输出负载电流得以连续。负载电流方向不变，l 上的电流呈线性衰退。这时 若忽略d 管的正向导通电压( d ) ，则比点的电位咯0 。因此在q 1 管截止期间( 设截 止时间为) ，电感l 上的电流负增量为式3 2 ： aiz v ox t o f f l ( 3 2 ) 户一一一一广一1 土广一六一 图3 - 3q l 截止电路工作状态 f i 9 3 - 3o p e r a t i n gd i a g r a md u r i n gq 1o f f 为了保持的f ，连续性，电感l 上的电流正增量应等于负增量，即式3 3 ： 圪孥：v o - t o f f ( 3 - 3 ) 三 三 由以上分析，得出输出电压和输入电压的关系为式3 4 ： ：黑：v，xton：巧dt u o n + 研t 。 ( 3 4 ) 以上表明，输出电压与占空比成正比。当输入电压波动或负载发生变化时，输出电 压将随之变化增大减小。圪增大时调节占空比减小，v o w + 时增大占空比，从而能够保 证输出电压的稳定。开关型稳压电路就是将圪的采样电压通过反馈调节控制信号的占空 比，达到稳压的目的。 啬 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 3 2 同步滤波拓扑分析 对于开关电源系统，功率损耗主要集中在功率开关器件、高频开关变压器和输出二 次滤波部分。为了降低二次滤波的损耗，提高功率变换效率，主板供电采用了同步滤波 技术。如图3 - 4 。 l 图3 - 4 同步滤波b u c k 拓扑 f i g 孓4s y n c b u c kc o n v e r t e rb l o c kd i a g r a m q i 为主功率开关管，q 2 为同步滤波开关管，d 为q 2 体内寄生二极管。在一个开关 周期t 中，q l ，q 2 交替工作，完成功率变换。在图3 - 5 中，q 为q 1 的驱动波形，q 为q 2 的门极驱动波形，屯为电感电流波形。 岛 岛 珞 lu 入 。 形 l “一 d 0 l w d r 一 叫 tl 图粥同步滤波b u c k 工作过程 f i 9 3 - 5s y u c b u c k o p e r a t i n gw a v e f o r m 假设q l 的导通压降。与q 2 的导通压降2 相等，由于输出滤波器l c 作用，输出 1 3 第3 章c p u 供电功率电路设计 电压v o 保持不变。在同步滤波电路中，输出滤波电感取值较大，以确保正常负载变化时 电路工作在电感电流连续状态，这可以降低输出电流纹波幅值，输出滤波电容体积减小。 同步滤波的上下两个驱动电路需要产生近似对称的驱动波形，当上端开关管导通时 下端截止；下端导通时上端截止，保证开关管漏源两极安全。两驱动波形交错产生如图 3 - 6 波形。 o 艘：! ；+ l ： i | 1i u g a t g _ 涉 ：卜 f f t p 4 。_ 栌_ m 。“h “”、p w “ 二“ 。“h 目v ”t ，自哪_ # _ ”一 j ：哪e ： 。j ：。1 7 - ：1 ：。：。 ：， 。竹：寸 _ 7 - ，嬲嘲 2 t 1 “2 4 ：，j ”7 图3 - 6同步滤波的上下管驱动波形 f i 9 3 - 6s y n ch & l m o s f e t d r i v i n gw a v e f o r m 3 2 1 单相同步滤波电路工作过程 1 ) q l 导通阶段： q 。导通，q 2 关断，此时t 为杉一。，电感电流以斜率半线性上升； 2 1d 阶段( 死区时间段) ： q l 和q 2 均关断，d 导通，此时圪为一v o5 3 ) q 2 导通阶段： q ，。均关断，q 2 导通，此时圪为一：，电感电流以斜率兰学线性下降。q 2 的体 内二极管d 在一个开关周期的两个死区时间均导通，匕的大小即为导通压降。由于电 路存在两个有源开关，二路相反的驱动信号，因此存在直通短路烧毁开关管的危险。为 保证系统可靠工作，q 1 ，q 2 的控制信号必须设置通断转换死区时间，如图3 7 。 在死区时间内电感电流流过q 2 的体内二极管，二极管导通压降高，死区时间过长， 因此导通损耗较大。从可靠性设计角度死区时间应长；从效率角度死区时间应短。为解 1 4 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 决以上矛盾，电路在q 2 漏源间并联低阻抗快速导通的肖特基二极管。 ： r j r 日 i 一一。：墨孝暑 。：、： 弋玖。 i 图3 - 7 上下管漏极波形与死区时间 f i g3 - 7 d r a i nw a v e f o r mo fh & lm o s f e ta n dd e a d t i m e 利用m o s f e t 同步滤波技术提高滤波效率之前，普遍采用单肖特基二极管滤波。 其导通压降随着导通电流的增加而成饱和趋势，最大导通压降在o 仙5 v 之间。 m o s f e t 正或反向导通时，m o s f e t 的漏源极之间可以等效为一个阻值恒定的电阻， 因此m o s f e t 导通压降和导通损耗将随滤波电流的上升而增加。 经实验验证，当滤波电流小于4 5 a 时，m o s f e t 的导通压降比肖特基二极管导通 压降小，但当滤波电流大于7 0 a 时，m o s f e t 导通压降明显大于肖特基二极管的导通 压降。 由以上分析，本次设计同步滤波变换器特点为： 1 ) 用低导通压降m o s f e t 管取代二极管，大幅度减小续流时的导通损耗，提高开 关变换器的效率。 2 ) 电路多出了一个有源同步滤波开关，增加了控制电路和驱动电路设计的难度。 3 ) 为了降低损耗，选择正向导通压降低的功率开关管，同时并联快速导通二极管 减小死区时间段的导通损耗。 3 2 2 多相交错b u c k 电路工作过程 并联b u c k 电路的相数是独立b u c k 变换器的并联个数。每个通道流过! 的电流， 刀 每个控制器产生三至的相位角控制信号，多相并联b u c k 的拓扑如图3 - 8 。 疗 1 5 第3 章c p u 供电功率电路设计 工作过程如图3 - 9 ： p h 嘧e l p h a w 2 p t m s e 3 p h a s e 4 i 易 图孓8 四相交错同步滤波拓扑 f i 9 3 - 84 - p h a s es y n c b u c kc o n v e r t e rt o p o l o g y l 岁 yn 、 t r 广 一 苓 定 定定 穴 、 a，、 图3 - 9 四相交错b u c k 工作过程 f i 9 3 - 94 - p h a s eb u c kc o n v e r t e ro p e r a t i n gw a v e f o r m 1 ) 由于占空比小，当p h a s e l 导通时，p h a s e 2 ，3 ，4 均截止。电感厶上电流上升，厶， 厶，厶上电流下降，对应的关系式为式3 - 5 ，式3 - 6 ，式3 - 7 ： 肾一划警 ( 3 - 5 ) 1 6 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 v l 2 - - - 圪= l 2 鲁 肾一瑚警 圪。一圳警 ( 3 6 ) ( 3 - 7 ) ( 3 8 ) 2 ) 当p h a s e 2 工作时，p h a s e l ，3 ，4 均截止。电感厶上电流上升，厶，厶，厶上电 流下降，对应的关系式为式3 - 9 ： 怡一垅警 ( 3 9 ) 3 ) 当p h a s e 3 工作时，p h a s e l ，2 ，4 均截止。电感厶_ k e g 流_ k 升，厶，岛，厶上电 流下降，对应的关系式为式3 1 0 ： 肾一翊鲁 ( 3 - 1 0 ) 4 ) 当p h a s e 4 工作时，p h a s e l ，2 ，3 均截止。电感厶_ i ze g 流_ k 升，厶，厶，三4 i - - e g 流下降，对应的关系式为式3 11 ： 肾一圳警 ( 3 - 1 1 ) 多相并联b u c k 电路比同步滤波电路复杂，p w m 信号相位交错，如图3 1 0 。因此 控制电路复杂，但它有以下优点： 1 ) 输出电流稳态纹波减小 多相交错并联电路的合成输出电流最大纹波与相数的平方成反比减小。和单相变换 器相比，输出电流峰峰值一定时所需的变换器效率体积比减小。 2 ) 电磁干扰减小 显然，输入电流纹波的最大值与相数成反比例减小，且波动频率与相数成正比，因 此滤波效果明显提高。设计输入滤波器时，采用基本l c 滤波电路，有效减小电磁感应 干扰【1 5 l 。 1 7 第3 章c p u 供电功率电路设计 3 ) 冗余功能 当某相变换器发生故障时，其余电路可继续运行，总体可靠性提高。 图3 - 1 0 交错p w m 信号 f i 9 3 1 03 - p h a s ep w m w a v e f o r m 从以上分析可知，n 相并联交错同步滤波b u c k 拓扑，可以把输出电容的电流纹波 降到很低，从而极大的提高整个d c d c 变换器的性能同时降低了成本。若保持纹波峰 值不变，电感量降低，这样不但减小了电感体积，还可以提高整个变换器的动态响应速 度。 3 3m o s f e t 驱动电路设计 m o s f e t 是计算机主板c p u 开关电路中重要的功率元件，与b j t 相比它的损耗相 对较小，开关速度快适合于中高频开关电路。由于m o s f e t 独特的容性物理结构，在 驱动时面临很多困难。高频开关电源技术要求功率半导体器件具有较高的开关速度，较 低的通态损耗，较高的输入阻抗和工作温度，优良的热稳定性和良好的防辐射能力。不 同的m o s f e t 和驱动器组合也给设计工作带来千变万化的难题6 1 。 由于处理器负载电流大，1 2 v 负载点电压转化的b u c k 结构采用同步滤波方式，带 来的问题是小的占空比和m o s f e t 的大量使用使其损耗成为影响效率和散热的主要因 素。除了尽量采用低导通阻值的开关管外，设计良好的驱动电路和快速放电回路是解决 此问题的主要措施。 m o s f e t 为电压控制电流型器件，电压控制意味着受电场能控制，故称作电场效 应晶体管。m o s f e t 的电压控制机理是利用栅极电压的大小改变感应电场生成的导电沟 1 8 中国石油大学( 华东) 硕士学位论文 道的厚度( 由感应电荷组成) 控制漏极电流【1 7 1 。当栅极电压小于开启电压时，无论漏极 的极性如何，漏极电流几乎为零，这种情况下形成耗尽层，m o s f e t 不导通。当栅极电 压大于开启门限时，漏源之间形成沟道，由于沟道的电阻很小，故在漏源正电压的作用 下，电子从源极流向漏极，或者说，正电荷从漏极流向源极，这就是通常采用的m o s f e t 正向导电特性18 1 。 事实上，可以看出：栅极电压的作用仅仅是在于形成漏极和源极之间的导电沟道， 而导电沟道相当与一个无极性的等效电阻。因而从理论上分析，若改变漏源极的电压极 性，即漏源极加反向电压，电子会反向从漏极流向源极，实现m o s f e t 的反向导电特 性能。 3 3 1m o s f e t 开关过程 1 ) 寄生参数分布模型 为研究m o s f e t 的导通过程，需要建立m o s f e t 电路模型。如图3 1 1 。 图3 1 1m o s f e t 开关模型 f i 酚- i1m o s f e ts w i t c h i n gm o d e l 研究开关管的驱动和损耗所需要的模型体现了低导通值m o s f e t 重要的寄生参数： g ，d ，s 极间电容：c ，c g d ，c 船用于分析驱动过程；d ，s 间的寄生三极管，分析 漏极扰动对m o s f e t 的影响：一是内部三极管导通而雪崩，二是c o d 耦合引起门极电位 上升，使m o s f e t 误导通。模型中描述的体内寄生三极管中包含一个m o s f e t 重要的 寄生器件体二极管1 9 1 。体二极管是m o s f e t 制作工艺中产生的不可避免的副产品，它 和普通的p n 结型二极管一样有难以克服的反向恢复时间f ，。在高速同步滤波应用中，0 直接影响开关管的性能和损耗。 1 9 第3 章c p u 供电功率电路设计 2 ) 导通过程 p w m 高电平信号经过功率放大对门极充电。一路电流是为c 岛充电，电流经过源 极，负载回到地；另一路是为c 矗充电。上的电位逐渐上升，充满到达门极开启电 压时，d s 沟道间开始出现电流，第1 阶段结束。如图3 1 2 所示的1 ，2 时间段。第2 阶段主要对电容充电，电压开始下降，门极电压不再上升。c 岛表现