（信号与信息处理专业论文）基于ie3d和ads的超外差接收机前端研究.pdf

al， s t r 日 ct the r a p 1 dd e v el o p m e n t ofcon u n u n ic ation m a d e 州n gentre q u l r e 们 口 e nts fo r r e c e iv 饥 to比i ow p o w e r ， h ig h performance ， i ow cost胡d s m a l l fa c t o r. the dss ign ofrf fr o n t . 即 d of玲 “云 v c r i s i m p o rtan t tom e . t th ese r equ ir e m e n ts thisthesi s s u n ” 刀 ar i 戏 刁比 。 . v o l 即t ofd e s i gnte c hno 1 0 罗ofrf r e c e iv er丘 o m奴 韶 沐c 招ofsy s t e march it ec tu re ， ci rcuit 娜如。 fo gyand p ro 哪s te c h n ol o gy. then the a u t h o r brie fly e hi c i d a te d th e a b cofrf 在大 信号 工作 时， 被认为工作在非线性状态， 是一个非线性网络。因此， 通常采用5 参数分析线性 网络，谐波平衡法分析非线性网络。 5 参数是入射波和反射波建立的一组线性关系，在微波电路中通常用来分析和描 述网络的输入特性。5 参数中的5 ， . ，和5 22 反映了输入输出端的驻波特性，5 21 反映了 电路的 幅频和相频特性以 及群时延特性，51 2 反映电路的隔离性能。 5 一 a r a m e t e r si m ul ation 仿真时 将电 路视为 一个四端口 网 络， 在工 作点 上将电 路线 性化， 执行线性小信号 分析， 通过其 特定的 算法， 分析出 各种参数值， 因 此， 5 . p a r a m e te r 2 硕士论文基于正3 d和a d s 的超外差接收前端研究 si m ul ati on可以 分 析线 性 5 . p a ra m e t e r ， 线性噪 声 参 数， 传输阻 抗( 勒) 以 及传输 导 纳 ( 为) ( 4 )h a n ” o n i c b al a n c es i mu l ati on 谐波 平衡仿真器与s pi c e 的t m n s i e n t s imul ation不同， 其着眼于 频域( f 代 q u en cy d o m a in ) 特征，擅长处理的是对非线性电路的分析。如果调制的周期性信息可以 用 简单的几个单载波及其谐波表示出来，或者说如果付氏级数展开式很简单的话， h a n ” o nic b al ance s 加ul ation是一个有效的 分析工具。 一般网络 ( 系统) 是由线性子网络和非线性子网络组成。 线性子网络的特性可用 频域代数方程来描述， 而非线性子网络则建筑在时域的非线性方程上来描述。 平衡时， 经f o u ri er变换成时域的线性子网络端口电 压和电流应满足非线性子网络端口的电压 和电 流。同 样，经f onri e r 变换成频域的非线性子网络端口电压和电 流应满足线性子 网 络端口 的电压和电 流。 因此， 设定一个最大的 谐波数， 建立一个线性子网络端口电 压 ( 电流) 和非线性子网络端口的电压 ( 电流)的误差函数，通过迭代，实现稳态的 线性子网络和非线性子网络的谐波平衡。因此，采用谐波平衡仿真器仿真噪声系数， 饱和电 平，三阶交调，本振泄漏，镜象抑制，中频抑制，组合干扰等参数。 一般而言h a n ” o ni c b al ancesi mul ation 设计射频放大器， 混频器， 振荡器时十分 有用。当设计大规模 rfic 或 r f 八 f子系统时，由于存在大量的谐波和交调成分， h a n 刀 o n icb al a n c e s 诵ul ation 必不可少。 ( 5 )s i mu l ati o n 一db si m ul a t i o n 一d b 用于寻找用户自 定义的 增益压缩点， 它将理想的线性功率曲 线与 实际的 功率曲 线的 偏离点相比较， 因此， 在功放设计可以 很方便的找出l db，3 db 压缩 点。 ( 6 ) c i rc u i t e n v e l o pes i m u lat io n 电 路包络仿真器是近年来通信系统的一项标志性技术。 其特点是: 对于任何类型 的高 频调制信号， 均可 分 解为时 域和频域两部分 进行处理。 在时域上， 类似tr ansie nt si m ul ation对相对低频的调制信息进行直接采样处理，而相对高频的载波成分，则采 用类似的h a n n o ni c b al anc e si mul ation 的方法，在频域进行处理。这样的结合使仿真 器的 效 率和速度都 得到一个质的飞 跃。 因 此， c 加u it e n v e l 叩。 si mul ation是目 前进行 数模混合仿真和数字微波系统高频最有效率的工具之一 ci rc uitenvc l叩。 si mulatin n 多 用 在 涉 及调 制 解 调以 及混 合调 制 信号的 电 路 和系 统 中。 在 通 信中， 如c d m a ，g s m ，q p s k. q a m等， 在雷达中， 如l f m波， 非线 性调频 波， 脉 冲编码等均可 用c ircui t e n v e lo pesi mul at io n进行仿真 (7 )竹a n s l ent s i mu l ati on 瞬态仿真器是传统的s pic e软件的代表。s pic e软件可以说是所有电路仿真软 3 硕士论文基于正3 d和a d 名的超外差 接收前端研究 件的鼻祖。其采用最原始的算法，即直接在时域对电流，电压列节点方程， 采用 “ 一 刀切”的方式，能够对所有的模拟，数字电路进行仿真。但是对于高频信号很难用 spice进行仿真。 其理由 如下: 根据nyquist采样定理， 由 于仿真时直接采样， 软 件 比须能够对射频载波进行至少三倍频率以上的采样和处理， 才能够准确， 真实地反映 系统的实际情况，即时域上的相位， 幅度信息，以及频域上的频率特性等。 以处理一 个s g 卜 匕的射频载波为例， 要分析1 秒钟的信号， c pu 至少要处理2. 4 x1 o 10点的数 据，因此，在很多情况下，很难用肠明s i cnts linul ation对高频系统仿真。一般用于频 率不高的场合。 a d s 的仿真器种类很多， 在此不做一一介绍。 表1 .2. 1 列出了有关电路所用的仿 真器，以及作用对象. 表1 . 2 . iads 有关电路所用的仿真器以 及作用对象 妞浪粉5 币. a 欣 te r 细 。 5 二翻 ，5 胜 翻绷. d c一 工 作 点 状 态 产 c 增 益. 嗓 声电 压。 电 流 日 日 m忆 价i c b创 匕 川祀 ! p3， if 下 口n s i e n t 瞬态晌应 盯 丫 e l叩e包 络 特 性 劝故 导par an侧“5 今徽 ha 呻 c 倒即 ce一 各 种 谐 波 和 交 调 ls sp 大 僧号5 参数 x d 日卜1 下 口幻 si e nt一 瞬 态 晌 应 曰vel叩包 络 特 性 扭收权 户 c 交 流特 性 日 日 汀傲 如c山 a n 伪 1 传 波 和 交 调 e n 鸭吻e 复 杂 派 形 如 l 附 级瑞居 o c 节 点 电 压 电 沈 导阶r 习 即 曰 桩 军5 参数 ha m丫 目 i c 助拍 旧 份各 种谐波 和交 调 n ， e l叩e包 络 特 性 铂相环 例 吻 钾 相 呢。 ， . 3本文的主要内 容 本文以无线电定距系统为研究背景， 利用微波通信知识， 给出了一种无线电定距 系统射频接收前端的设计方法。 采用超外差结构， 分别将天线接收雷达直射波信号和 反射波信号经低噪声放大器放大， 与本地振荡器混频， 对混频输出信号进行滤波放大。 将两中频信号再进行混频， 放大后送入检波器进行后续信号处理。 本文重点分析了无 线电接收前端的设计， 包括微带天线、 微带带通滤波器、 微波低噪声放大器、 振荡器 4 硕士论文基于i e 3 o和人 d s 的超外差接收前端研究 以及混频器的设计原理和设计方法。 文中电 路设计 采用先进的 微 波电 路设计软 件i e3d以 及a g i l e n t a d s， 通过软 件对 各部分电路进行了设计、 仿真、 优化， 给出了 所设计电路的仿真结果， 大大节省了开 发时间，提高了设计效率。 硕士论文 基于ie3 d和a d s 的超外差接收前端研究 2接收机形式的选择与指标分配 2 .1接 收 机主 要性 能 指 标国 2.l i噪声特性 接收机中的噪声会掩盖微弱信号， 限制接收机对微弱信号的检测能力， 限制接收 机的灵敏度。 接收机的噪声来源主要有两个方面: 一是天线接收到的外部噪声， 二是 接收机自 身产生的噪声。 前者包括大气噪声、 天空噪声、 地球噪声、 银河噪声和人工 噪声等. 后者包括放大器、滤波器、 混频器、 检波器各级产生的噪声。内部噪声限制 了接收机的灵敏度。信号必须大于噪声一定强度才能被检测到。 衡量接收机对有用信号接收性能的好坏， 通常以信号功率与噪声功率之比一信噪 比来判断。对二端口网络的研究中，知道通过网络的信号上的噪声量是相当重要的， 表征这种特性的重要参数就是噪声系数。噪声系数nf 的定义为: 刀f= 输 入 端 信 噪 功 率 比 = 三 里 兰 输出 端信噪功率比 501 从 (2. 1 . 1 . 1) 噪声系数常用分贝数表示， 记为n f( db) .对于一个多级级联的系统， 噪声系数 的计算公式为: nf= 职+ 四 星 二 1 十 丝 乙 二+ qq炕 丝 乙 卫十 qqq (2. 1 . 1 .2 ) 脚二 为 第n 级的 噪 声 系 数，q为 第n 级的 增 益， 下1 ， 2 ， 3 . 从式(2 . 1 . 1 .2)可以 看到， 在整个级联的网 络系统中， 整个系统的噪声系数主要取 决于第一级的噪声系数和增益。 要降低整个系统的噪声系数， 系统的第一级必须有较 小的噪声系数和较高的增益. 2. l 2灵敏度 灵敏度是衡量接收机接收微弱信号的能力， 当接收机正常工作时天线上所必需感 应的最小信号 ( 场强、 电势或功率) 称为接收机的灵敏度。 接收机正常工作包含两个 方面: 输出功率达到一定要求; 输出信噪比达到一定要求。 相应地， 灵敏度也分两种: 当接收机内部噪声不大时， 接收机输出额定功率即可正常工作， 此时天线上的最小信 号称额定灵敏度或绝对灵敏度; 在接收机噪声很大时， 输出信噪比必须达到一定值接 收机才能正常工作， 此时天线上的最小信号称为实际灵敏度或相对灵敏度。 接收机灵 敏度描述为: p. ，= kx t0 x b x 人 华 ， x d(21 .2 . 1 ) 6 硕士论文 基于砚3 d和a o 6的 超外差接收前端研究 其中， k为 波尔曼 常数，兀为 室温， b 为 等效噪声带宽， d为识别系 数( 指 基带 所要求能识别的最小信噪比) ，n f为系统级联噪声系数.用db 表示为: 尺 = 一 1 74d 加. + 1 0 1 9 入 华 ， + l 0 lg b(价) + 1 0 lg d(2 . 1 .2 .2 ) 当d 二 1 时， 只 ，= 一 1 7 4 d b 阴 + 1 0 19 入 华 ， + 1 0 l g b ( hz)(2 . 1 .2 .3 ) 这时候的灵敏度称为临界灵敏度。 2. l 3选择性 接收机需要把混有很多干扰的有用信号选择出来， 这种削弱千扰、 选择有用信号 的能力称为接收机的选择性。 接收机的 选择性是用增益 一频率 ( g 一 f)特性表示的。 要求在通频带内增益足够大，而且g-f 特性平坦; 通频带外的衰减越大越好; 通带与 阻带之间的过渡区 越窄越好。 接收机的选择性是靠收信混频之间的微波滤波器和混频 之后的中频放大器的集总滤波器来保证的。 2. l 4通频带 通频带定义为谐振曲线由最大值下降到 0. 7 07 时所确定的频带宽度b . 其中，fo为中 心 频率， 以保证有用信号能顺利通过， b = z x f x fo / 级(2 . 1 4 . 1 ) ql为电 路的 有 载品 质因 数。 设 计时 应 使通频带 足够宽 ， 否则将产生失真。 2. l 5动态范围 动态范围是指接收机能够接收检测到的信号功率从最小可检测信号m d s 到接收 机输入l db 压缩点之间的功率变化范围称为动态范围 ( d r ) 。 2. l 中频抑制和镜像抑制 中 频抑制指对中频干扰和噪声的削弱和抑制。 可以 将混频器设计成双平衡或者环 路，电路尽量对称，这样使中频干扰尽量和中频端口隔离，一般的混频器均给出了 rf 和if端口的隔离 度， 这个隔离度在一定程度上反映了接收机的中频抑制能力， 此 外通过选择合适的频率的中频可以大幅度的提高中频抑制能力。 频 率2 .人 。 一 寿 称为镜像频率， 在本振功率较大的 时候，必须考虑镜频对中 频的 影响。 抑制镜像干扰的有效方法有: 提高选择性; 采用高中频使得镜频干扰尽量远离 有用信号，然后采用二次变频得到所规定中频。 硕士论文基于】 e 3 d和a d s 的超外差接收前端研究 2. 2接收机形式的选择 本文接收机rf 前端的设计是以无线电定距系统为研究背景。 无线电定距系统( 火 箭弹引 信) 是在5000米范围内，由 火控雷达发射脉冲调幅波，火箭弹引信接收 雷达 的 辐射波和空袭目 标的反射波，根据多普勒信号定距空炸。图2. 2 . 1 为雷达信号、引 信 ( 火箭弹) 和来袭目 标的相对运动示意图。 引信接收到的直射波信号和反射波信号 分别被不同的多普勒信号调制。 vl (一 _ _ _ _ r一声醒沂戈二二扮 叼续扭扭至三三二二二二二生一退弓 图221 雷达信号、引 信( 火箭弹) 和来袭目 标的 相对运动 定距系统的电 路形式如图 2 . 2 . 2所示.其工作过程描述如下:设雷达工作频率 1 2 ghz ，引信天线1 接收雷达直射波信号，引信天线2 接收反射波信号，分别经低噪 声放大器放大， 与本地振荡器混频， 对混频输出信号进行滤波放大， 输出中频信号( 几 百洲2 至2 阳2 进行选择) 。 将两中频信号再进行混频， 放大后送入检波器， 采用平方 律检波和幅度检波的方法进行检波。 检波后的信号， 一路经视频放大和整形处理， 形 成脉冲信号， 对此脉冲进行信号识别和脉宽测量，当脉冲宽度满足定距要求时， 输出 高电 平; 另一路经带通滤波器滤波和恒虚替放大电 路放大处理， 对多卜 勒信号进行识 别和频率测量，当频率满足多卜 勒信号频率要求时， 输出高电平。 两路高电平经 “ 与 门” ，输出点火信号. 硕士论文基于正3 d和a l 6的 超外差接收前端研究 天线 1 天线 2 图2 . 2 . 2定距系统的电 路形式 接收机的形式方案主要有: 超外差接收机、 零中频接收机、 低中频接收机、 镜频 抑制接收机、宽带中频接收机、数字中频接收机。 超外差接收机是将射频信号下变频到中频后进行解调。 解决了高频信号处理所遇 到的困难。 外差式接收机的主要特征就是在电路上具有变频器和中频放大器. 为了获 得很高的灵敏度和选择性， 有时需要两次或者更多次变频， 在多个中频频率逐步滤波 放大。这种方案有三方面的优点: 首先， 噪声系数低，灵敏度高。 在超外差结构中信号要先经过低噪声放大器， 然 后滤波， 下变频。 而传统的方式是将信号先进行下变频再放大。由于低噪声放大器的 噪声系数远小于变频器的噪声系数， 并且低噪声放大器具有放大增益， 按多级线性系 统级联的噪声公式得知， 此形式很大的降低了接收机的噪声系数并提高了接收机灵敏 度。 其次， 中频频率比 信号载频低得多， 在中频实现对有用信道的选择要比在载频段 上选择对滤波器q 值要求低. 此外， 接收 机从天线上接收的信号电 平一般很微弱。 如 此微弱的 信号要放大到解调器可以 解调，一般需要很大的增益.为了放大器的稳定， 在一定频段内增益是有限的。采用超外差结构，将接收机总增益分散到射频、中频， 和基带上， 容易获得高增益。 而且中频高增益放大器比载波频段上的高增益放大器稳 定的多。 超外差接收的 最大缺点就是组合干扰频率多。 综合考虑， 结合定距要求的实际本 文采用超外差方案。 硕士论文 基于i e 3 d和a d s 的超外差接收前端研究 bp-义争 八 m 画 们 erb p f )一履 mi 胎f 图2 . 2 . 3 超外 差接收拓扑 结 构 1 、天线:接收微弱的射频信号，并通过馈线送至接收机。 2 、 低噪声放大器:一般在系统的最前端， 其噪声性能直接影响接收机的整体性 能，特别是灵敏度和整机噪声的好坏。它必须具备很低的噪声系数、适当的 增益、高的三阶互调截点。 3 、 镜像抑制滤波器:置于放大器与混 频器之间，能够有效的 抑制镜像频率。 4 、混频器:将微弱的输入信号与本机振荡所产生的信号相混合，利用混频管的 非线性产生新的中频， 以便进一步提取和处理信号。由于本振信号的存在， 它 的线性度特别重要，要求有较高的三阶互调截点，同时有较低的噪声系数和 变频损耗。 5 、振荡器:频率稳定度高、并具有好的相位噪声特性。 2. 3本接收机的指标分配 接收前端的主要用途都是: 选择信号、 放大信号、 变换信号， 并尽可能地抑制杂 波和干扰。 电路必须具有足够的动态范围， 才不会因信号饱和而使系统产生非线性失 真。 为保证电 路的动态范围， 可以 通过选择输出能力强的器件， 以 保证瞬时动态范围; 同时还可以采用 八 义、m 叱、s tc 等电路实现增益控制，以保证系统的动态范围。可 根据各级电路最大输出能力和电路的最大输出 信号幅度， 决定增益控制电路的接入位 置。 增益控制电 路愈接近输出， 插入损耗影响愈小， 系统愈稳定， 实现愈容易，所以 在设计时，增益控制电路应尽量在低频段实现。 在进行射频接收机设计时， 主要考虑系统噪声系数、 接收灵敏度、 杂波抑制特性 和选择特性， 以 及系统实现的 难易程度及稳定性。 在综合考虑接收 机系统指标要求后。 在本课题中对其关键部件指标分配如下: 硕士论文 基于i e 3 d和人 0 5 的超外差接收前端研究 . 微带天线:工作频率为12ghz ， 主瓣带宽为200 洲2 ， 增益大于s d bi， 轴比小于 zdb ， 驻波比小于1 . 5 ，侧馈实现圆极化。 . 抑制镜频微带线带通滤波器:中心频率 1 2 ghz ，带宽200 mhz ， 带内插损小于 3 d b ，带外抑制:1 1 . z ghz 和1 2 . s ghz 处不低于6 0 d b . . 低噪声放大器: 频率范围: n. 7 ghz 至12. 3 gh: ， 增益大于25db， 带内 波动土 l d b， 输入/ 输出驻波比小于1 . 5 ，l db压缩点输出功率之 1 0 d b 田 ， 三阶交调点 刀 弓 之 20d 阮， 噪声系 数小于l d 氏 . 介质谐振振荡 器: 输出 频率 n印 h z ， 相位噪声小于一 1 3 o d b c/ hz( l oo khz)， 输出功率 7d阮。 . 平衡混频器: 实现400 mhz 中频的下变频， 变频损耗小于1 0db ， 噪声系数小于 巧d b . 硕士论文 基于i e 3 d和八 d s 的超外差接收前端研究 3圆极化微带天线 3.，引言 微带天线( m i crost ripanterma)是由导体薄片粘贴在背面有导体接地板的介质 基片上形成的 天线。 微带 辐射器的 概念首 先由 d esch a . p s 于1 9 53年提出laj 。 但是到了 2 0 世纪70年代初， 当 较好的理论模型以 及对敷铜或敷金的 介质基片的光刻技术发展之 后，实际的微带天线才制造出来。 此后， 空间技术发展与对低剖面天线的需要，使这 种新型的天线得到进一步发展。 微带天线的发展是现代微波集成电路技术和实践在天 线领域的重要应用。 和常用的微波天线( 抛物面天线和相控阵天线) 相比， 微带天线主要优点有: 体积 小，重量轻，低剖面，能与载体共形;易于实现线极化和圆极化，容易实现双频段、 双极 化等多 功能工 作l ; 天线的 散射截面 较小; 能 得到单方向 的宽 瓣方向 图， 最大辐 射方向在平面的法线方向;易于和微带线路集成， 制造成本低， 易于批量生产。 微带 天线已得到愈来愈广泛的重视， 己用于大约10o mhz i o ogh z 的宽广频域上， 包括卫星 通信、 雷达、 遥感、 制导武器以 及便携式无线电设备上. 相同结构的微带天线组成微 带天线阵可以获得更高的增益和更大的带宽。 但是， 微带天线的主要缺点是: 频带窄; 有导体和介质损耗， 并且会激励表面波， 导致辐射效率降低; 方向系数较低; 单个微带天线的功率容量小; 性能受基片材料影 响大等。 3. 2表征天线性能的主要指标 表征天线性能的主要参数有方向图，增益，输入阻抗，驻波比，极化方式等. 1 1 1天线的方向图 天线辐射出去的电磁波虽然是一球面波， 但却不是均匀球面波，因此， 任何一个 天线的辐射场都具有方向性。 所谓方向性， 就是在相同距离的条件下天线辐射场的相 对值与空间方向( 子午角0 、 方位角尹) 的关系。常采用归一化函 数f ( 6， 扔表示，即 f 沪 ， p ) =f ( 0 ， 叻 = e ( 0 ， 勿 不 益 ( 6，叻石 (3:21 . 1) 其中，.儿 皿 (6 ， 司为方向函 数的最 大值;凡 .为 最大辐射方向 上的电 场强 度; e (6 ， 劝为同 一距离归 ， 叻方向 上的电 场强度。 将方向函数用曲 线描绘出来，称之为方向图( f i e l dp att ern)。方向图就是与天 l 2 硕士论文基于ie3 d和人 d s 的超外差接收前端研究 线等距离处， 天线辐射场大小在空间中的 相对分布随方向变化的图 形。 依据归 化一方 向函 数而绘出的为归一化方向图。 辐射强度与辐射方向有关， 这种关系以 相对刻度描 绘:( 1)线性( 功率方向图) ，( 2)平方根( 场强方向图) ，( 3)分贝( d b). 在实际情况下， 没有方向性的天线是不存在的。 我们认为理想点源是无方向天线， 它在相同距离处， 任意方向上产生的场强是相同的。 无方向性天线又称为等方向天线。 天线的方向图通常有多个波瓣组成， 故方向图又称为波瓣图。 最大辐射方向所在 的瓣称为主瓣、 其余的称为副瓣和后瓣。 主瓣宽度分为半功率点波瓣宽度( halfp ， r be细 份 i d t h ， hp即) 和零功率点波瓣宽度( b e 朗 份 i d t hb e 职e nf i r s tn u l l s 旧w f n ) 。 显然主瓣表示能量辐射的集中程度， 对主瓣以 外的旁瓣而言， 当然希望它越小越 好。 旁瓣最大值与主瓣最大值值之比称为旁瓣电平( f s l l)， 通常以分贝 表示。 3. 2 .2天线的输入阻抗和驻波比 天线的输入阻抗是天线馈电端输入电压与输入电流的比值。天线与馈线的连接， 最佳情形是天线输入阻抗是纯电阻且等于馈线的 特性阻抗， 这时馈线终端没有功率反 射， 馈线上没有驻波， 天线的输入阻抗随频率的变化比较平缓。 天线的匹配工作就是 消除天线输入阻抗中的电抗分量， 使电阻分量尽可能地接近馈线的特性阻抗。 匹配的 优劣一般用四个参数来衡量即反射系数， 行波系数， 驻波比和回波损耗，四个参数之 间有固定的数值关系， 使用那一个纯出于习惯。 在我们日常维护中， 用的较多的是驻 波比 和回波损耗。一般天线的输入阻抗为500. 回波损耗 ( r l): 它是反射系数绝对值的倒数，以分贝表示。回波损耗的值在odb 和无穷大之间，回波损耗越小表示匹配越差，回波损耗越大表示匹配越好。o db表示 全反射， 无穷大表示完全匹配。 驻波比(v5 呱) : 它是行波系数的倒数， 其值在1 到无 穷大之间。 驻波比为1 ，表示完全匹配;驻波比为无穷大，表示全反射，完全失配。 一般要求驻波比小于1 ， 5 。 3. 2. 3天线的极化方式 天线的极化是指天线辐射时形成的电场强度方向。 一般而言， 特指为该天线在最 大辐射方向 上的电场的空间取向。 实际上， 天线的极化随着偏离最大辐射方向而改变， 天线不同辐射方向可以有不同的极化。 辐射场的极化， 即在空间某一固定位置上电场 矢量端点随时间运动的轨迹， 按其轨迹的形状可分为线极化、圆极化和椭圆极化。 媒 质中某点的电 场作为时间的函数沿直线振荡时称之为线极化波。电场端点沿圆运动， 称圆极化波.电场沿椭圆路径， 则称椭圆极化波。当电场强度方向垂直于地面时， 此 电波就称为垂直极化波;当电场强度方向平行于地面时， 此电波称为水平极化波。 水 平极化波因受大地阻抗影响产生热能而使电场信号迅速衰减， 而垂直极化方式则不易 1 3 硕士论文基于i f 3 d和a d s 的超外差接收前端研究 产生极化电 流， 从而避免了能量的大幅衰减， 保证了 信号的 有效传播。 随 着新技术的 发展， 出 现了一种双极化天线。 组合了封5 两个极化方向相互正交的天线， 并同时工 作在收发双工模式下，节省了每个小区的天线数量，有效保证了分集接收的良 好性。 在实际应用中，圆极化天线有下列重要性质川 : 圆极化波是一等幅旋转场，它可以分解成为两正交等幅相位相差9 0的线极 化波。 辐射左旋圆极化的天线，只能接收左旋圆极化波，反之亦然。 圆极化波入射到某一对称目 标， 其反射波旋向 倒转，即反射波与入射的旋向 相反。圆极化的上述性质，使其有广泛的应用价值。 任意极化波的瞬时电场矢量的端点轨迹为一椭圆。极化椭圆的长轴za和短轴zb 之 比 ， 称 为 轴 比 a r ( a x i alra t i o) ， 或 简 记 为 irl : lrl = a / b， 1 引 川 “ 。 它 的 分 贝 形 式 为 r !( d b ) 二 2 0 1 9 r 一 加 lg( 注 i b). 圆极化天线的基本电参数就是它所辐射的电磁波的轴比r ，一般是指其最大增益 方向上的轴比。对于纯圆极化波，r =1 ，即o db.轴比r 不大于3db 的带宽，定义为天 线的圆极化带宽。 1 2. 4天线的增益 天线增益是指: 在输入功率相等的条件下， 实际天线与理想的辐射单元在空间同 一点处所产生的信号的功率密度之比. 它定量地描述一个天线把输入功率集中辐射的 程度。 增益显然与天线方向图有密切的关系， 方向图主瓣越窄， 副瓣越小， 增益越高. 可以这样来理解增益的物理含义为在一定的距离上的某点处产生一定大小的信 号。 换言之， 某天线的增益， 就其最大辐射方向上的辐射效果来说，与无方向性的理 想点源相比，把输入功率放大的倍数. 半波对称振子的增益为g =2 . 1 5 d bi，4 个半波对称振子沿垂线上下排列，构成一 个垂直四元阵，其增益约为g =8 . 1 5 d bi (dbi这个单位表示比较对象是各向均匀辐射 的理想点源) 。 如果以半波对称振子作比较对象， 则增益的单位是d bd。 半波对称振子 的增益为g =o d bd ( 因为是自己跟自己比，比 值为1 ， 取对数得零值。 ); 垂直四元阵， 其增益约为g =6db do 3. 2. 5天线的波瓣宽度 波瓣宽度是定向天线一个重要的参数，它是指天线的辐射图中低于峰值3 db处造 成夹角的宽度。 天线垂直波瓣宽度一般与该天线所对应方向上的覆盖半径有关. 因此， 通过对天线垂直度在一定范围内的调节， 可以达到改善小区域范围质量的目 的， 这也 是在网络优化中经常采用的手段。 主要涉及两方面: 水平平面波瓣宽度和垂直平面波 l 4 硕士论文 基于】 e 3 d和a 刃 6的 超外差接收前端研究 瓣宽度。 1 2. 频带的宽度 当天线工作频率变化时， 天线的有关电参数变化的程度在所允许的范围内， 此时 对应的频率范围称为频带宽度。根据频带宽度的不同，可以把天线分为窄频带天线、 宽 频 带 天 线 和超宽 频 带 天 线。 若 天 线的 最高 工 作 频率 为月几 . ， 最 低工 作频 率 为瑞 ，对于 窄 频 带 天 线 ， 通常 采 用 相 对带宽 ， 即 【 大 .一 瑞)/ fo 卜1 00 %来 表示 其 频带 宽 度。 而 对 于 超宽 频 带天 线， 常 用 绝 对带宽， 即爪万 j 瑞 来 表示 其 频带 宽 度。 通常， 相对带宽只有百分之几的为窄频带天线， 例如引向天线; 相对带宽达百分 之几十的为宽频带天线， 例如螺旋天线; 绝对带宽可达到几个倍频的称为超宽频带天 线，例如对数周期天线. 3. 3圆极化微带天线设计理论 1 3. 1圆极化微带天线的实现 微带天线要获得圆极化波的关键是，激化起两个极化方向正交的，幅度相等的， 相 位相差90 的线极化波阁 。当 前用 微带天线实 现圆极化辐射主要 有以 下几 种方 法1. : 正交馈电的单片圆极化微带天线; 一点馈电的单片圆极化微带天线; 曲线微带构成的宽带圆极化微带天线; 微带天线阵构成的圆极化微带天线。 正交馈电的圆极化微带天线是最早提出来的一种结构形式。 这种天线构成天线阵 时， 馈电电路之间会引起不希望的祸合， 因而限制了它的实际应用。 现在实际应用比 较多的是后三种。曲线微带天线构成的宽频带圆极化微带天线不采用开放式的谐振 腔， 避开了 基于谐振系统的 辐射， 不 但有 较强的 辐射功率， 而且有较低的 q 值， 是一 种比 较理想的宽频带圆极化微带天线。 微带天线阵构成的圆极化微带天线在实际中已 经获得广泛应用， 这种天线具有高增益、 高功率、 低旁瓣、 波数扫描或波束控制等优 点， 但是 它需要很复杂的 功 分器组合电 路 形成圆 极化馈电 ， 不易实 现闹 。 在此采用一点馈电的圆极化方案， 这种设计方案可省去电桥， 使得天线外形小巧， 使用更加灵活。 3. 3. 2贴片单元设计 微带天线可采用矩形、 圆形、 环形和三角性等贴片形状， 它们各有其特点， 但在 l ， 硕士论文 基于i e 3 d和a d s 的 超外差接收前端 研究 设计制作时， 考虑到制板和微带线馈电及匹配等因素， 一般皆采用矩形贴片。 通常天 线的 馈电 方式都是在贴片一边的中心 馈电， 由 于馈电点 所在的 边和辐射边平行， 辐射 边是 均 匀分 布， 因 而 激 励出 的 工 作 模为刀 甘 七 ， . 这 样 形 成的 极 化形 式为 线极 化。 贴片 单元的尺寸的计算为: 单元宽度:w=二 生 马一 ijz 2 大 2 ( 3 . 3 . 2 . 1 ) 单元长度 :l = 鱿扳 一2 川 ( 3 . 3 . 2 2 ) 凡 =戈+ 1 5 ， 一 1 ， . 1 0 h 、 _ 1 1 ， 一 下 一十 种 产 万 一妙十 一 j ” - “h尹 (33 . 2. 3 ) 竺_ 0.412 .立 过 卫 ( 竺 二 全 丝 二兰 竺 h(e. 一 0 .2 5 8) ( w / h + 0 . 8) 其中关 为 工 作 频率， c 为 光 速， e. 基片的 相 对 介电 常 数， 数，h 为介质基片厚度。 (33 4) 凡为 基片的 等效介电 常 3. 3. 3圆极化切角 本论文要实现圆极化波。 用微带天线产生圆极化波的关键是产生两个极化方向正 交的，幅度相等的，相位相差90 的线极化波。根据微波腔模理论可知:一个形状规 则的单片微带天线由一点馈电可产生线极化正交、 幅度相等的两个简并模， 但是不能 形成90 相位差。在规则形状的单片 微带天线上附 加一简并模分离单元，使简并正交 模的谐振频率产生分离， 工作频率选在两个谐振频率之间。 当简并模分离单元大小选 择合适时，对工作频率而言，一个模的 等效阻抗相角超过4 5，而另一模的等效阻抗 相角滞后4 5，这样就形成了圆极化辐射。圆极化切角贴片单元的示意图如下: 硕士论文基于ie3 d和冉 d s 的 超外差接收前端研究 图 3 3 3 . 1 矩形微带天线坐标位置 图 3 3 ) .2切角矩形圆 极化微带 天线尺寸示意图 其切角计算公式如下: 1瑟1 5 么= 1 / 2 ( 3 . 3 . 3 . 1 ) 式 ( 3 3 .3 . 1 ) 中 5=平 xl (3一 3 . 3 2 ) 其中岛为 天线的 总品 质因素， 占 5=cx c 可表示成: 1111 =+ qr岛忿9甘 ( 3 . 3 . 3 . 3 ) 9、 岛、 级和蛛 分 别为对应于 辐射、 介质、 导体 损耗的品 质因 素值。 硕士论文基于ie3 d和八 d s 的超外差接收前端研究 鸟 一 兴 心 口 忿= h juo以占 ， 9 。 返么 叹寿 一 卜一匕丫) q. 口 一 -丁刀 j. 4、 1 足 一1 人。 ( 3 . 3 . 3 .4 ) 1 3. 4馈电网络设计 图3 . 3 . 3 . 1 和图3 . 3 . 3 . 2 示的贴片单元的谐振电阻可近似表示为: 凡二 1 2 0 h 凡 q 乓 环 忆 co s z 伪儿 / l)( 3 . 3 .4 . 1 ) 式中 q 为 等效谐振电 路的品 质因 素，兀 为 馈电 点 位置。 馈电网络的设计则是保证天线所要求的激励振幅和相位， 以便形成所要求的天线 方向图或天线某项指标最佳， 因此对馈电网络要求输入阻抗良 好匹配， 尽量小的馈电 损耗，较宽的工作频带和结构简单等。本设计所采用的侧馈方案具有上述特点。 3. 4 1 2 g h z 圆极化微带天线的设计 3. 4. 1技术指标 基 片 给定: 选 用 聚四 氟 乙 烯玻 纤 板 ( e.二 2 2 ， h 二 10mil ，心 。 = ie 一 4)。 天线技术指标如下: 表3 . 4 . 1 . 1圆极化微带天线技术指标 工作频率: 1 2ge 吮 带宽: 2 0 0 mh之 输入驻波比: s d bi 轴比 ( a r ) : 0 k1 放 大 器在r : 输 入 平 面 上 绝 对稳 定的 充 分 必要 条 件为: 5 动c i e ntz 0 k 1 x 频段低噪声放大器的 设计 性能指标 中心频率 1 20 ghz 工作频段1 1 . 7 1 2 . 3ghz 源阻抗5 00h m 增益2 5 d b 噪声系数 o d 刀( 6 . 4 . 3 . 2) 仇: 放大器的增益( d b) 马: 谐振滤波器的 插损(d b) lc: 其 它 反 馈电 路的 插损( d b) 选择合适的口 ，以调整回路增益使之大于1 ，调整少许的0 ，只对增益的值有影 响，而对于相位来说影响不大。 6. 5 x 波段o r o的设计与仿真 作者设计的x 波段d r o ( 1 1 . 6 ghz)应用于本振， 在性能方面对相位噪声的要求较高。 因此，振荡器的设计也着重于降低相噪。并联反馈d ro与串联反馈型相比，它的优点 是采用高增益放大器， dr同时与两根微带线祸合， 可允许dr与微带间祸合较松， 使dr 能具有一个较高的有载品质因数， 从而 使振荡器有较低的相位噪声。 所以 选择源极接 地的并联反馈型d ro根据需求，设计本地振荡频率为 n. 6ghz平行反馈介质谐振振荡 器。 相位噪声规格: 一 9 0 d b c / h z ( i khz ) ， 一 1 1 0 d b c /h2 佃 1 0 k h z ) ， 一 1 3 0 d b c / h z 佃1 0 0 khz ) ， 输出功率大于7 dbmo 5. 1 有 源器件的 选择 周 考虑上述特点， 电 路有源器件选用 ads 内 嵌元件库中惠普公司a t f 2 6 8 84， 它的特点 是: 封装损耗小， 最大频率达6 0ghz， 相位噪声低， 增益适中不会引起不需要的振荡且 不易跳模.确定场效应管的工作点d ro的直流偏置采用双电源供电方式。惠普公司的 器 件 手 册中 对at f 2 6 8 84的 工 作点 推 荐 值tc二 25 c ，练= s v ，编= 30耐， 于 是 将上 述值作为初始值，利用a ds的直流仿真工具中对其进行工作点测试，电路原理图如图 6 . 5 . 1 . 1 所示，仿真结果为图6 . 5 . 1 . 20 图 6 . 51 . 2 是 atf2 6 8 84管 的 输出 特 性曲 线， 因 变量 漏 极电 流几是自 变 量 漏 源电 压 临的 函 数， 栅 源电 压踢为 参 变 量 。 最 终 确 定的 工 作 点 是界= 25 c ，味二 s v ， 标 = 30ma ， 编 二 刁.4 f 。 fe t 的 偏置电 路如图 6 . 51 . 3 所示。 硕士论文基于ie3 o和冉 0 5 的超外差接收前端研究 到匕腼.呱 仍几雳山 生播 一 场 山 峨ids 圆 勺 八 妇 勺 涌r ， v o s一 ，v vc 名口 万v 撇 握乡 认自， 叼 口 名 昏 沪作2 日 滋 m ， 的3 1 0 嘴 5 台朋 皿 p ar ame t e rs w e e p 尸 古 门m勺 如旧 已 p 5 胃 e e p i 6 侧 . 却v 赶二 勺口s 5 而in 湘n 傀陇m e ! 1 卜 ，0c l . 5 如in 就 a n c e n a 触1 2 . 5 如i n 湘n c e n a mel 3 卜 5 如i n 由n c e n . m e l 4 卜 5 如i n 由n c e n a m e l s 卜 5 如i n 鱿 a n “n a 眼1 日 卜 以a d 2 5 锐。 尸0 锐. p 二 0 纂留 瑞 恕丫 忿 监甲 圈 d 即t e m pi 图6 . 511 用人 璐对八 t f 2 6 884 进行的直流工作点的测试原理图 隆 俪 华 一 1二 一 一 一 州 邸恕钱走一 一 一 扮 一 一-厂 一 1习 / 耳乒一一 产-行一于尸一一 i 坐塑理翅呀一 ， 卜一 十 一勺 、 一，一一行一 匀 对 甘j， . 户 . ， r j 一j 外才几芬一 产 一一叶 一一r 份- 亨 二 二 犷 今了二一一一 一六一一 厂! 一州一一仁二 尸一 呻留二二 一 ， . 一 一 ， 叫 尸一护 卜一一 州 、勺 一一奉一一-.如黔 / 一一 一 j _ 盛 f 泣 产 一 宁 一 一一r 一 州卜 一一一一 黔 ) 一 一 汾二.沁一一一寸一一 .一一 十代三石一- 犷 ， 砚 叫 一- 一一 ，厂 l 一一 一j ， 滋 多勺卜 一 性 二 二 车二二 . 一一一一扮 一 一r 一一. 一 一 二立二二二 一 1 截 奴 j 月一 一. 一 - 令一 一一 卜 一 一 丫 二 一 一份一 一一 一 一j1 苗扮二 毕一一 一 - 勺户 州毛 叫.- 于 如 一， 声 卜 一一 汁 一宁 犷 二 =一一 叫1 鹅李 二 吮二分 一一 - ， .， ，. . 一一 ) 卜一勺 ， 自 千 一一 一一 一一分 一一 门 旧弓 夕，. 竺 一. 一 一片卜卜 一- - ， i ，1.门01 0.00 石1 ，01 )幼之 5知氏 54 .04. 550 帕 s 图6 . 5 ， 12 直流工作点仿真结果 5 4 硕士论文 基于任 劝 0和汽 d s 的超外差接收前端研究 仁 面 瓦. 匣目 图6 . 5 ， 1 . 3 直流偏置电 路设计 .5. 2电 路的 小信号分 析 如 此可 得 到在 此 偏 压 状况下 的 5-参 数， 根 据 之前 的设 计 要点， 现在 需 要 的 是凡 : 的 数值。 经过 仿真后， 可 得n . 6 ghz 的凡 ， 为 5 . 7 2 6 db 一 20.6 00 . 接下来将介质谐振器与两条微带