毕业设计（论文）-谐波危害与无功补偿理论及其应用研究.doc

河南理工大学毕业设计（论文）说明书 I 目目 录录 1 绪论 .1 1.1 选题目的和意义 .1 1.2 谐波抑制与无功补偿理论的发展与现状 .1 1.2.1 谐波问题的发展 .1 1.2.2 无功补偿理论的国内外研究现状 .2 1.3 本文所做的工作 .3 2 谐波与无功补偿理论概述 .4 2.1 谐波的危害 .4 2.2 抑制谐波的方法 .5 2.2.1 LC 无源滤波器 .5 2.2.2 有源电力滤波器 .7 2.3 衡量 APF 补偿性能的指标 .8 3 基于定频滞环的 SVPWM 电流控制 .10 3.1 滞环电流控制方式研究 .10 3.2 三角波调制法 .11 3.3 基于定频滞环的 SVPWM 控制 .12 3.3.1 一种常规的定频滞环电流控制策略 .12 3.3.2 在新坐标系下的空间矢量控制 .13 3.3.3 指令电压矢量 * v 区域的确定及控制 .15 3.3.4 定频滞环 SVPWM 电流控制的实现 .21 4 并联混合型有源电力滤波器系统 .24 4.1 并联混合型有源电力滤波器 .24 4.2 总体系统结构图 .25 4.3 并联混合型有源滤波器的工作原理分析 .26 4.4 系统参数设计 .28 4.4.1 无源滤波器的设计 .28 4.4.2 有源滤波器系统各电路设计 .31 5 混合电力滤波器数字控制系统仿真 .40 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 II 5.1 仿真软件介绍 .40 5.2 有源电力滤波系统仿真模型的建立 .40 5.3 仿真结果及分析 .45 6 结论和展望 .50 6.1 结论 .50 6.2 展望 .50 致谢 .51 参考文献 .52 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 1 1 绪论 1.1 选题目的和意义 随着国民经济的快速发展及电力体制改革,对电能质量及电网安全、经济 运行提出了越来越高的要求。合理地进行瞬时无功功率理论在有源电力滤波器 装置中的应用,不仅能保证电能质量, 同时也能有效地降低电网的电能损耗, 提高经济效益。 本次设计是对谐波危害与无功补偿理论及其应用研究的一次尝试性设计。 在谐波抑制与无功补偿理论及其应用研究中，我们在分析无源、有源滤波器工 作特性的基础上，研究 LC 无源滤波系统电流放大问题、发生谐振的条件及谐 振电路的实现方式；在瞬时无功功率理论的基础上，比较 P-Q 和两种谐 pq ii 波电流检测方法，提出一种更好的谐波电流检测方案，研究空间矢量滞环控制 策略的实现方式，并进行仿真实验。培养了我们综合运用多学科知识，提高科 研开发能力和工程实践能力的目的。设计过程中，我对谐波抑制和无功补偿等 相关的新知识进行了学习，电脑的各项基本操作技能的运用有了进一步的提高。 1.2 谐波抑制与无功补偿理论的发展与现状 1.2.1 谐波问题的发展 电力系统的谐波问题早在 20 世纪 20 年代和 30 年代就引起了人们的注意。 当时在德国，由于使用了静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。早 期有关谐波研究的经典论文是 1945 年 J.C. Read 发表的有关变流器谐波方面 的论文。到了 50 年代和 60 年代，由于高压直流输电技术的发展，发表了有关 变流器引起电力系统谐波问题的大量论文，E.W. Kimbark 在其著作中对此进行 了总结。70 年代以来，由于电力电子技术的飞速发展，各种电力电子装置在电 力系统、工业、交通及家庭中的应用日益广泛，谐波所造成的危害日益严重。 世界各国都对谐波问题予以充分的关注，国际上召开了多次有关谐波问题的学 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 2 术会议，不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波及用电设备谐波 的标准和规定。 我国对谐波问题的研究起步较晚。吴竞昌等人 1988 年出版的电力系统 谐波一书是我国关于谐波问题较有影响的著作；夏道止等人 1994 年出版的 高压直流输电系统的谐波分析及滤波是近年出版的代表性著作。此外，唐 统一等人和容健纲等人分别独立翻译了 J.Arrillaga 等的电力系统谐波一 书，也在国内有较大的影响。 1.2.2 无功补偿理论的国内外研究现状 有源滤波器作为改善供电质量的一项关键技术，在日本、美国、德国等工 业发达国家已得到了高度重视和日益广泛的应用。在日本，己有500多台APF 投入实际运行，绝大部分为并联型APF，这些滤波器主要用于谐波补偿，部分 同时用于补偿无功功率。在德国北部，由西门子公司制造，欧洲最大的一台 610KVA工业用并联APF己经运行了近8年。随着有源电力滤波器价格的下降， 它的市场越来越大，早期有源电力滤波器的PWM变流器中的主开关功率器件都 采用BJT或GTO，而现在电压型有源电力滤波器一般都己经采用IGBT模块，从 而使有源电力滤波器的容量上升到50KVA一1000KVA。目前，世界上APF的主 要生产厂家有日本名电舍公司、美国西屋电气公司、德国西门子公司等。 国内对于APF的研究尚处在起步阶段，清华大学、武汉大学、中国电力科 学研究院、西安交通大学、东北大学、重庆大学、华北电力大学等单位正积极 进行这方面的相关研究，部分单位已经研制出样机并投入试运行。我国的有源 滤波技术还处在研究实验阶段，工业应用上只有少数几台样机投入运行，因此 我国有源滤波技术具有广泛的发展和应用前景。 目前APF的研究主要集中在谐波的检测，改善补偿性能，增加APF的功能， 解决不同的谐波源的补偿，APF与其他设备的相互作用以及APF容量的计算等 问题上。 （1）在谐波检测理论方面，比较成熟和应用最为广泛的是基于瞬时无功 功率理论检测方法，瞬时无功理论经过不断改进，现包括p-q法,ip-iq法 ，d-q 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 3 法等方法，但并没有一种理论可以广泛的适用于各种情况，每种检测方法都有 一定的适用范围或误差，因此新的谐波检测的方法也在不断的研究之中。 （2）在APF控制方法方面，现在有学者尝试采用无差拍控制和改进的无 差拍控制来改善APF的补偿性能，均取得了一定的进展。近年来，APF与其他 装置综合进行补偿也逐渐开始得到研究，通过综合应用来提供更为广泛灵活的 补偿和调节功能。但这一部分的研究相对较少，其中电压电流关系以及能量交 换的理论还不是很完备，对设备的工作过程和控制方法还有待于进一步的研究。 另外，APF模型的建立和工作过程也没有得到足够的重视，APF电压电流关系 和控制方法都存在进一步研究和改进的余地。 1.3 本文所做的工作 本文在阅读和分析了国内外文献的基础上，比较了无源滤波器、有源电力 滤波器和混合型滤波器的几种典型拓扑结构的基础上，提出了一种新型基于数 字信号处理器(Digital Signal Processor DSP)的并联混合型有源电力滤波器。 对有源电力滤波器中的各种谐波电流检测方法进行了总结，阐述了当今运用最 广的 p-q 和谐波电流检测方法的基本原理，比较了谐波电流补偿的各种控 pq ii 制策略以后，提出了一种基于定频滞环的 SVPWM 控制的电流控制策略。并对 系统进行了仿真验证，具体研究内容如下： （1）介绍了谐波的危害、抑制谐波的方法和有源电力滤波器的国内外研 究现状及发展趋势。 （2）分析比较了滞环电流控制策略和三角波电流控制策略后，提出了一 种基于定频滞环的 SVPWM 控制的电流控制策略，并对其控制原理进行了分析。 （3）提出了一种新型的并联混合型有源电力滤波器拓扑结构，设计出了 以全控型器件 IGBT 为开关器件的并联型有源电力滤波器主电路，分析了该系 统的工作原理，并对该系统的硬件电路进行了设计。 （4）利用 Matlab6.5 仿真软件搭建系统的仿真模型，验证系统的正确性。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 4 2 谐波与无功补偿理论概述 2.1 谐波的危害 谐波产生的危害是多方面的，根据危害对象分为三类：对输电系统的危害、 对电力用户的危害和对信号干扰方面的危害。 （1）谐波对输电系统的危害 增加了系统输送电能的损耗。谐波会在输电线路和变压器上引起附加损 1 耗，使网损增大；同时为了提高供电的可靠性，还会为此增加设备的预留裕度， 从而降低了系统的输送能力和经济效益。 造成系统输电设备的损坏，谐波还会引起旋转电机的振动和噪声，长时 2 间的振动容易使金属产生疲劳，降低机械强度，从而引起机械损坏。当系统阻 抗在谐波电流的激励下产生共振时，还会出现谐波过电压，造成电容、电感和 电缆等电器设备的绝缘损坏。 造成继电保护误动和自动装置失灵。谐波成分过高时，可能引起继电保 3 护误动，从而导致误操作，诱发系统解列甚至大面积停电等一系列意料之外的 重大事故；也可能使自动装置失灵，二次回路频繁动作，造成继电器弹性疲劳、 接触不良或触点粘连。 影响电气测量仪表的准确度。 4 （2）谐波对电力用户的危害 使机械加工工业和精密制造业的加工精度达不到要求，造成产品质量不 1 合格，带来资源浪费，也影响了生产的连续性，给企业和社会造成了损失。 谐波电压可能引起局部的并联或串联谐振，形成局部过电压，造成负荷 2 的绝缘损坏或过流，如湖北铝厂谐波影响安陆棉纺厂，导致数百台低压电动机 烧毁。 （3）在信号干扰方面的危害 谐波会引起一些保护设备误动作，也会导致电气测量仪表计量不准确。 1 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 5 谐波通过电磁感应和传导耦合等方式对邻近的电子设备和通信系统产生 2 干扰，严重时会导致它们无法正常工作。 谐波带来的危害越来越被人们所重视，探讨各种消除谐波的方法，已成为 电力电子技术、电力系统、电气自动化、理论电工等领域中的重要研究课题。 2.2 抑制谐波的方法 目前，针对谐波污染问题可以用两条思路来解决：第一条是装设谐波补偿 装置来补偿谐波，这对各种谐波源都是适用的；第二条就是对产生谐波的电力 电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控制为 1，这种方案 只适用于作为主要谐波源的电力电子装置。 2.2.1 LC 无源滤波器 采用 LC 滤波器是装设谐波补偿装置的传统方法。这些滤波器是由滤波电 容器、电抗器和电阻器等无源元件构成的谐振电路。 图 2-1 示出了四种无源电力滤波器的原理电路图。 图 2-1 高通滤波器的原理电路图 Fig.2-1 The principle of high-pass filter circuit 图 2-1 中(a)、(b)、(c)、(d)分别为一阶、二阶、三阶和 C 型四种高通滤 波器。 一阶高通滤波器需要的电容太大，基波损耗也太大，因此一般不采用。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 6 二阶高通滤波器的滤波性能最好，但与三阶的相比，其基波损耗较高。 三阶高通滤波器比二阶的多一个电容 C2，C2容量与 C1相比很小，它提高 了滤波器对基波频率的阻抗，从而大大减少了基波损耗，这是三阶高通滤波器 的主要优点。 C 型高通滤波器的性能介于二阶的和三阶的之间。C2与 L 调谐在基波频率 上，故可大大减少基波损耗。其缺点是对基波频率失谐和元件参数漂移比较敏 感。 以上四种高通滤波器中，最常用的还是二阶高通滤波器，C 型高通滤波器 也有较好的推广应用价值。 它们的工作原理是对某些谐波频率谐振形成低阻通路，使相应的谐波电流 流入无源支路而避免流入电网。本课题采用的是二阶高通滤波器，以它为说明 高通滤波器的工作原理。 由图 2-1 的（b）可得二阶高通滤波器的阻抗为 （2-1 1 111 () n ss Z jnCRjnL ） 随频率变化的曲线如图 2-2 所示，该曲线在某一很宽的频带范围内呈 Zn 现为低阻抗，形成对次数较高谐波的低阻抗通路，使得这些谐波电流大部分流 入高通滤波器。 R Zn 图 2-2 二阶高通滤波器的阻抗频率特性 Fig.2-2 The second-order high-pass filter frequency characteristic impedance 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 7 无源滤波方案成本低、技术成熟，但存在以下缺陷： （1）谐振频率依赖于元件参数，因此只能对主要谐波进行滤波，LC 参数 的漂移将导致滤波特性改变，使滤波性能不稳定。 （2）滤波特性依赖于电网参数，而电网的阻抗和谐波频率随着电力系统 的运行工况随时改变，因而 LC 网络的设计较困难。 （3）电网的参数与 LC 可能产生并联谐振使该次谐波分量放大，使电网供 电质量下降。 （4）电网中的某次谐波电压可能在 LC 网络中产生很大的谐波电流。 为解决无源滤波器的局限性，更好的抑制电网谐波，改善电能质量，人们 做了许多学术研究和探索，其中具有代表性的是有源电力滤波技术。 2.2.2 有源电力滤波器 有源电力滤波器（Active Power FilterAPF）是一种能对频率和幅值都 变化的谐波进行跟踪补偿，且补偿特性不受电网阻抗影响的电力电子装置。它 的基本原理是从补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电 流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量1。 1969 年 Bird 和 Marsh 描述了通过向交流电网注入三次谐波电流来减少电 源电流中的谐波成分，从而改善电源电流波形的方法，是有源电力滤波技术的 萌芽。1971 年 H.Sasaki 和 T.Machida 首次完整地描述了有源电力滤波器的基本 原理:从被补偿对象中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大 小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流中只含基波分量。但由于当时 是采用线性放大的方法产生补偿电流，损耗大，成本高，未能在工业中实用。 随着功率半导体制造技术的发展，1976 年 L.Gyugyi 等人提出采用功率晶体管 和 PWM 逆变器来构造 APF，从而确立了 APF 的主电路拓扑结构和控制方法。 1983 年，H.Akagi 等人提出了瞬时无功功率理论，以该理论为基础的谐波和无 功电流检测方法在 APF 中得到了成功应用，极大地促进了 APF 的发展。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 8 和无源滤波器相比，有源电力滤波器具有如下优点： （1）具有高度可控性和快速响应性。 （2）不仅能跟踪补偿各次谐波，还可以抑制闪变、补偿无功，有一机多 能的特点。 （3）能自动产生所需的无功功率，甚至是变化的无功功率。 （4）特性不受系统参数影响。 （5）可消除与系统阻抗发生谐振的危险，无谐波放大危险，体积小，重 量较轻。 （6）具有自适应能力，可自动补偿变化的谐波。 基于上述优点，有源滤波技术己成为谐波抑制和无功补偿的重要方法，它 将给电力工业带来巨大的经济效益和社会效益。尽管 APF 有着无源滤波器所 不具备的巨大技术优势，但是目前要想在电力系统中完全取代无源滤波器还不 太现实，这是因为与无源滤波器相比，APF 具有如下缺点： （1）目前广泛应用于三相电路中的 APF 大都用模拟器件实现，这种方法 的补偿特性易和系统发生并联谐振，并且低通滤波器的频率特性和元器件参数 容易因外界条件发生改变而改变。 （2）功率器件的容量和工作频率限制了有源滤波器的设计，要实现大功 率但同时又具有快速电流响应的变流器非常困难。 （3）大容量的 APF 将导致初期投资大，运行效率低及电磁干扰大等缺点， 并且影响到 APF 的动态补偿性能。 2.3 衡量 APF 补偿性能的指标 从理论上讲，APF 可使非线性负载电流中的谐波、无功和负序电流得到完 全补偿，但实际中很难做到。从电流检测到主电路产生实际需要的补偿电流的 过程中，都不可避免地要带来误差，因此需要一个衡量有源电力滤波器补偿性 能的指标。 有源电力滤波器对高次谐波电流补偿的效果可以用补偿前后电源电流的总 谐波畸变率 THD(Total Harmonic Distortion)来衡量。当补偿后电源电流总的谐 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 9 波畸变率小于补偿前的谐波畸变率时，可以认为有源滤波器对谐波电流进行了 有效补偿。补偿后电源电流总的谐波畸变率越小，补偿效果越好。当补偿后电 源电流总的谐波畸变率为零时，谐波电流得到了彻底补偿。 有源电力滤波器对基波无功和负序电流的补偿效果可以用电源电流中无功 电流和负序电流的残留情况来衡量。若补偿后电源电流中的无功电流和负序电 流的有效值和幅值明显减小，即可认为有源电力滤波器对无功电流和负序电流 进行了有效补偿。补偿后电源电流的无功电流和负序电流越小，补偿效果越好。 当补偿后电源电流的无功电流和负序电流为零时，无功电流和负序电流得到了 彻底补偿。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 10 3 基于定频滞环的 SVPWM 电流控制 在计算出谐波电流之后，最关键的问题是如何把计算出的电流值精确转化 为 APF 主电路中的电流值，也就是如何让 APF 产生的补偿电流正确及时地跟 踪检测信号电流2。有源电力滤波器控制电路的作用就是根据补偿电流的指令 信号和实际补偿电流之间的相互关系，得出控制主电路各个器件通断的 PWM 信号，控制的结果应保证补偿电流跟踪其指令电流信号的变化。由于有源电力 滤波器产生的补偿电流应实时跟随其指令电流信号的变化，要求补偿电流发生 器具有很好的实时性，以达到理想的补偿效果。这就给电流波形控制提出了很 高的要求3。一般电流跟踪控制电路必须满足以下三个要求： 补偿电流的快速控制能力； 1 由开关操作而产生的谐波失真要尽量小； 2 如果是多重化有源滤波器，则必须使每一个逆变器的开关频率相等。 3 目前电力有源滤波器的电流控制技术主要有滞环比较控制法、三角载波线 性控制法、无差拍控制法、PWM 触发器比较法。随着现代控制理论和策略的发 展，一些新的控制方式，如：滑膜变结构控制，模型参考自适应控制，重复控 制，模糊控制、专家控制系统及神经网络控制、迭代学习控制等智能控制思想 也逐渐进入电力电子系统的控制领域4。 3.1 滞环电流控制方式研究 滞环电流控制是一种瞬时值反馈控制模式，其基本思想就是将电流给定信 号与检测到的变流器实际输入电流信号进行比较。如果实际电流大于给定值， 则可以通过改变变流器的开关状态使之减小，反之增大。这样，实际电流围绕 给定电流波形作锯齿状变化，并将偏差控制在一定的范围内。滞环电流控制的 原理图如图 3-1 所示。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 11 图 3-1 滞环电流控制原理图 Fig.3-1 Hysteresis current control diagram 在该方式中，把补偿电流的指令信号与实际的补偿电流信号进行比较， c i c i 两者的偏差 作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路中 c i 开关通断的 PWM 信号，该 PWM 信号经驱动电路来控制开关的通断，从而控制补 偿电流的变化。 c i 在这种控制方式中，滞环的宽度 H 对补偿电流的跟随性能有较大的影响。 当 H 较大时，开关通断的频率即电力半导体器件的开关频率较低，故对电力半 导体器件的要求不高，但是跟随误差较大，补偿电流中高次谐波较大。反之， 当 H 较小时，虽然跟随误差小，但是开关频率较高。 但是在采用滞环比较器的瞬时值比较方式中，滞环的宽度通常是固定的， 由此导致主电路中电力半导体器件的开关频率是变化的。尤其是当变化的范 c i 围较大时，一方面，在值较小时，固定的环宽可能使补偿电流的相对跟随误 c i 差过大；另一方面，在值大的时候，固定的环宽又可能使器件的开关频率过 c i 高，甚至可能超出器件允许的最高工作频率而导致器件损坏。 3.2 三角波调制法 三角波调制法是一种最简单的电流控制方法，它的工作原理图如图 3-2 所 示5。 图 3-2 三角波调制法原理图 Fig.3-2 Schematic of triangular wave modulate 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 12 这种方法将调制后的实际补偿电流与电流指令信号的偏差经放大 c i * c i c i 器 K 放大后，与高频三角调制波进行实时比较，从而得到不同时刻逆变器的开 关状态。采用三角波调制法的优点是电力电子器件的开关频率是固定的，有利 于简化器件的选择和器件保护的设计，而且动态响应好，实现电路简单，对高 开关频率的系统有较好的控制特性。但是，这种控制方法具有跟随误差大，易 产生较大的开关损耗和高频失真的缺点，在大功率应用中受到限制，且电流响 应比瞬时值比较方式慢。 3.3 基于定频滞环的 SVPWM 控制 3.3.1 一种常规的定频滞环电流控制策略 在进行电流解耦控制时，将误差电流分解成，其中 * IIIA IIIAAA 分量为可独立进行定频滞环电流控制的电流误差项，而分量为受交流中 IA IA 性点电压扰动而不易定频滞环电流控制的电流误差项。但考虑三相对称系统时 ，因而当控制在一定范围内，则和 ()/3 abcabc IIIIII AAAAAA IA IA 也将自动控制在一定范围内，从而获得三相无中线变流器定频滞环电流解IA 耦控制。但这种方案的最大缺点是在计算时，其准确度依赖于三相变流器 IA 交流侧电感及电阻的参数，故难以获得理想的电流控制特性。 当三相变流器基于 SVPWM 控制时，只要参考电压矢量位于空间电压矢量 * V 围城的六边形区域时，无论误差电流矢量位于何处，都可以(0,7) k V k IA 选择适当的使减小，如图 3-3 所示。(0,7) k V k IA 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 13 1100 2 110 3 010 4 011 5 001 6 101 V V V VV V V 0 V7 3 dc v /2 dc v 2/3 dc v 图 3-3 SVPWM 电流可控区域 Fig.3-3 SVPWM Current Controllable Region 当定频滞环电流控制和 SVPWM 电流控制相结合时，可获得基于补偿 IA 的三相变流器定频滞环 SVPWM 电流解耦控制。要保持对的可控性，须满IA 足： （3- 2 dc v V 1） （3-1）式中三相变流器交流侧电压矢量。V 显然，当满足式（3-1）时，可控的区域将变成图 3-4 中的虚线六边IAV 形区域。其最大调制时，相电压峰值为。可见，这种控制方案其电压利/2 dc v 用率与只利用 SVPWM 控制电压利用率相比，降低了直流电压利用率。因此， 为了取得与常规的 SVPWM 同样控制区域，必须提高直流侧的电压利用率，IA 同时也增加了变流器的功率损耗。 3.3.2 在新坐标系下的空间矢量控制 图 3-4 所示的是在坐标系（a，b，c）下的空间矢量分布图。它将电压矢量 所分成的三个区域表示为三个平行四边形区域：，。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 14 1 100 2 110 3 010 4 011 5 001 6 101 I II III IV V VI V V V V VV V a bc b ca ab c 0V7 图 3-4 区域分布图 * v Fig.3-4 The map Regional * v 对于平行四边形区域中的四个电压矢量 V1（100） 、V0（000） 、 V5（001） 、V6（101）这里暂不考虑 V7（111），其功率开关管状态中，始 终有，即 b 相桥臂下侧功率开关管始终导通。当 a 相功率开关管动作时，0 b s 电压矢量在 V1、V0 或 V6、V5 之间互相切换，从而使得以控制，此时， ab iA 由于三相变流器相间输出电压不变，则相间电流误差不受任何影响。 bc v bc iA 同理，当 c 相功率开关管动作时，电压矢量在 V0、V5 或 V1、V6 之间 相互切换，使得以控制，此时，由于三相变流器相间输出电压不变，则 ab iA ab v 相间电流误差不受任何影响。 ab iA 类似分析表明，当、时，三相变流器指令电压矢量位于区 * 0 bc v * 0 ca v * v 域构成的平行四边形中，此时 c 相下侧功率开关管始终导通，可用电压 矢量集独立控制、；而当、时，三相变流 0123 (,) k vv v v v bc iA ca iA * 0 ca v * 0 ab v 器指令电压矢量位于区域构成的平行四边形中，此时 a 相下侧功率开 * v 关管始终导通，可用电压矢量集独立控制、。 0345 (,) k vv v v v ca iA ab iA 另外，当指令电压矢量位于三相变流器空间电压矢量所围成的某个三角形 区域时，利用该三角形的三个顶点所对应的三个矢量（包括零矢量 V0） ，不仅 可以控制电流误差矢量，且控制精度最高，该三角形三顶点对应的三个电IA 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 15 压矢量构成了最优矢量集，而与该三角形相邻的两侧电压矢量虽可控制误差电 流，但其控制精度将低于最优电压矢量的控制精度，因而构成了准最优矢IA 量集。如当位于区域时，构成了控制的最优矢量集，而 * v 210 (,) k vv v vIA V3、V6 构成了控制的准最优矢量集。IA 当、时，三相变流器指令电压矢量位于区域中，如 * 0 ab v * 0 bc v * v 图 3-4 所示。此时，电压矢量 V1、V0、V5、V6 指向区域、的顶点，显然， ，并构成了相间电流偏差控制的最优和准最优矢量集。 0156 (,) k vv v v v(,) abbc iiAA 观察区域构成的平行四边形，此时 b 相下侧功率开关管始终导通，因而 可用电压矢量集独立控制、。 0156 (,) k vv v v v ab iA bc iA 显然，上述 SVPWM 控制中所用的 4 个电压矢量中，其中 3 个为最优电压 矢量，而一个为准最优电压矢量，并且得到了与相间电流定频解耦滞环控制相 同的结论，因而是一种基于相间电流解耦的定频滞环 SVPWM 控制。这种基于 相间电流解耦的定频滞环 SVPWM 控制方法，其电流的可控区域为 3 个平行四 边形之和，即仍是三相变流器空间电压矢量（k=0,7）所构成的正六边形 k V 区域，因而并没有降低变流器的直流侧电压利用率。 3.3.3 指令电压矢量区域的确定及控制 * v 要实现三相变流器定频滞环 SVPWM 电流控制，其指令电压矢量区域的 * v 确定极为重要。而区域的确定，则依赖于对三相变流器相间电流偏差的检测， * v 为此设立了双滞环比较单元，如图 3-5 所示6。 Iw1 sij1(sij2) iij Iw2 图 3-5 双滞环电流比较特性 Fig.3-5 Two more current hysteresis characteristics 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 16 图 3-5 中，i j=a b，b c，c a 外滞环比较单元输出状态值； 1ij s 内滞环比较单元输出状态值； 2ij s 、分别为外、内滞环宽度，且。 1w I 2w I 12ww II 外滞环比较单元的作用是根据其输出状态确定参考电压矢量在图 3- 1ij s * V 4 中所在的平行四边形区域，而内滞环比较单元的作用是根据其输出状态最 2ij s 终确定具体采用的控制电压矢量。 （1） 外滞环比较单元的工作原理 图 3-6 所示为外滞环比较器工作原理图，针对外滞环比较单元的输出状态 ，若=1，对于，则表明应施加指令电压矢量控 1111 (,) ijabbcca ssss 1ab s * ababab iii 制，使上升，与此同时，如果=0，对于，则表明应施加指令 ab i 1bc s * bcbcbc iii 电压矢量控制，使下降。对于=1 且=0 时，必须使、， bc i 1ab s 1bc s * 0 ab v * 0 bc v 故应在图 3-4 的-区域。 * V 图 3-6 外滞环比较器原理图 Fig.3-6 Foreign comparator hysteresis diagram 同理可以推得，对于且时，必须使、，应在 1 1 bc s 1 0 ca s * 0 bc v * 0 ca v * V 图 3-6 的区域，对于且时，必须使、，应 1 1 bc s 1 0 ca s * 0 ca v * 0 ab v * V 在图 3-6 的区域。 推而广之，若，则，反之，当，则，而由的极 1 1 ij s * 0 ij v 1 0 ij s * 0 ij v * ij v 性即可判断应在的区域，其中。表 3-1 表示了与所在区 * V(,)ijab bc ca 1ij s * V 域的关系。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 17 表 3-1 的区域和的关系 * V 1ij s Tab.3-1 The relationship between the regional of and * V 1ij s 1ab s 1bc s 1ca s 所在的区域 * V 、的状态 a s b s c s 10 =0,且、可调 b s a s c s 10 =0,且、可调 c s a s b s 0 1 =0,且、可调 c s a s b s 注：“”表 示可以任意取值。 1ij s 表中：、为 VSI 功率开关管的开关函数 a s b s c s 由表 3-1 可看出，当采用上述定频滞环 SVPWM 电流控制时，当在空间旋 * V 转一周时，a、b、c 三个桥臂各有 1/3 周期不调制，这就降低了开关损耗。这 类 a、b、c 三个桥臂各有 1/3 周期不调制的 PWM 控制，相当于在每相调制信号 中加入了零序调制分量，由于零序调制分量在提高三相无中线变流器电压利用 率的同时，并不会影响其相间电流的跟踪控制，因而这种定频滞环 SVPWM 电流 控制是一种优化的电流控制方案。 （2）内滞环比较单元的工作原理 当指令电压矢量所在的平行四边形区域确定以后，则必须对该平行四边 * V 形四个顶点对应的四条空间电压矢量作出选择，以控制电流误差矢量，而IA 内滞环比较单元则能实现对具体控制电压矢量的选择。图 3-7 所示为内滞环比 较器的工作原理图。 图 3-7 内滞环比较器原理图 Fig.3-7 Comparator with hysteresis diagram 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 18 内环相电流比较器是阶梯型特性，具有较小的滞环，构成图 3-10 中 2 I 的内六角形，其输出值为-1, 0, 1 之一，当相电流从正方向超出时，输出为 1，从负方向超出时，输出为-1，在滞环内输出为 0。 内环相电流比较器的输出为、。当电流误差位于图 3-10 2ab s 2bc s 2ca s 2ij i 中内六角形内部时，说明电流误差在允许的范围内，不必进行开关动作。一旦 电流误差越出内六角形，根据的值，可将内外六角形中间的区域划分为 2ij i 2ij s 12 个小区域，如图 3-8 中内外六角形间被虚线分成的区域 1-12。 1 2 3 45 6 7 8 9 10 11 12 a bc i A ca i A ab i A b c 2 2 w I 1 2 w I 图 3-8 控制矢量图 Fig.3-8 Control vector 当位于图 3-10 的区域 1 时，其在 a、b 和 c 轴上的投影可以看出 2ab i ，而、均在滞环内，此时、。同理 22aab i 2bc i 2ca i 2 1 ab s 2 0 bc s 2 0 ca s 可以推出在其他区域的情况。如表 3-2 所示。 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 19 表 3-2 的区域与的关系 2ij i 2ij s Tab.3-2 The relationship between the regional of and 2ij i 2ij s 的区域 2ij i 2222 (,) ijabbcca ssss 1 （1， 0， 0） 2 （1， 0， -1） 3 （0， 0， -1） 4 （0， 1， -1） 5 （0， 1， 0） 6 （-1， 1， 0） 7 （-1， 0， 0） 8 （-1， 0， 1） 9 （0， 0， 1） 10 （0， -1， 1） 11 （0， -1， 1） 12 （1， -1，0） 首先讨论一下在区域时的情况。 * V 当处于区域时，由表 3-1 可知，=1、=0、=0, 且、 * V 1ab s 1bc s b s a s 可调。这表明，此时、，且三相变流器 b 相下桥臂功率开关管 c s * 0 ab v * 0 bc v 始终导通，由前面的可知，如果使，则；若使，则。换言1 a s ab i1 c s bc i 之，当内滞环比较单元输出状态=1 时，表明此时过小，应使=1，以控 2ab s ab i a s 制使增大， ；而当内滞环比较单元输出状态=0 时，表明过大，应使 ab i 2bc s bc i =1，以控制使减小。这样可得在区域中的开关函数逻辑关系式 c s bc i * V 为: 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 20 （3- 112 112 0 aabbcab b cabbcbc ssss s ssss AA AA 2） 同理，可以得出在区域时的开关函数逻辑关系式为: * V （3- 112 112 0 aabcaca bbccabc c ssss ssss s AA AA 3） 在区域时的开关函数逻辑关系式为: * V （3- 112 112 0 a bcaabab ccaabca s ssss ssss AA AA 4） 将式（3-2）（3-4）进行逻辑运算，便可导出在任意区域时的三相变 * V 流器开关函数逻辑关系式，为 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 21 （3- 112112 112112 112112 abccacaabbcab bcaababbccabc cabbcbccaabca sssssss sssssss sssssss AAAA AAAA AAAA 5） 由上面的可得到内、外滞环比较器的输出状态和所在区域的关系，如 * U 表 3-3 所示。 表 3-3 内、外滞环比较器的输出状态和所在区域的关系表 * U Tab.3-3 The output of comparator hysteresis state outside the region and the Table 外滞环比较器输出 1ij s 内滞环比较器输出 2ij s 所在区域 * U 选取的控制电压矢 量 1ab s 1bc s 1ca s 2ab s 2bc s 2ca s ( )u n 1 0 0 U（1） 1 0 -1 U（0）1 1 0 0 0 -1 U（2） 0 0 -1 U（2） 0 1 -1 U（0）0 1 0 0 1 0 U（3） 0 1 0 U（3） 0 1 1-1 1 0 -1 0 0 U（0） U（4） -1 0 0 U（4） -1 0 1 U（0）0 0 1 0 0 1 U（5） 0 0 1 U（5） 0 -1 1 U（0）1 0 1 0 -1 0 U（6） 0 -1 0 U（6） 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 22 1 -1 0 U（0）1 0 0 1 0 0 U（1） 显然，通过外滞环比较单元和内滞环比较单元的双滞环比较控制，最终确 定了三相变流器开关函数的取值，也就选定了三相变流器控制电压矢量 （k=0,7） 。 k V 3.3.4 定频滞环 SVPWM 电流控制的实现 同常规的定频滞环电流控制类似，可以引入锁相环控制，以动态调整内、 外滞环宽度，从而获得定频滞环 SVPWM 电流控制，其控制结构如图 3-9 所示。 相位 控制 锁相环 iij* iij + - 内滞环 外滞环 sij1 sij2 Iw1 Iw2 图 3-9 定频滞环 SVPWM 电流控制的结构图 Fig.3-9 The Structure of the Current Control of the Fixed-frequency Hysteresis SVPWM 由前面的分析可知，当外滞环比较单元判定指令电压矢量所在的平行四 * V 边形区域时，实际上只有两个相间电流误差可以独立控制。 如当在区域时，则、可独立控制，而第三个相 * V0 a s bc i ca i 间电流 。为了提高的控制精度，应使、大小接() abbcca iii ab i bc i ca i 近，且方向相反。对于定频滞环电流控制，电流误差的峰值点时刻与滞环比较 器的翻转点时刻相同，即电流误差信号的相位和比较器的输出信号相位一致， 所以要使两独立控制的相间电流误差、方向相反，只需使相应的内滞 bc i ca i 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 23 环比较器的输出信号相位相反即可，如图 3-10 所示。 图 3-10 、的反相控制 bc iA ca iA Fig.3-10 Inversion of Control of 、 bc iA ca iA 在此，由于使用了锁相环，在进行定频控制时，对两个相应的受控相间电 流比较器，应使其中一个比较器输出信号与锁相环定频同步信号同相，而另一 个比较器输出信号应与锁相环定频同步信号反相。 同理可以推出其他情况，表 3-4 给出了内滞环比较器输出信号相位关系。 表 3-4 内滞环比较器输出信号相位关系 Tab.3-4 Output Signal Phase Relations of the Internal Hysteresis Comparator 与定频同步信号相位关系 1ab s 1bc s 1ca s 2ab s 2bc s 2ca s 10 同相反相 10 同相反相 0 1反相 同相 河南理工大学毕业设计（论文）说明书 24 4 并联混合型有源电力滤波器系统 4.14.1 并联混合型有源电力滤波器并联混合型有源电力滤波器 图 4-1、图 4-2 分别为传统和新型并联混合电力滤波器的拓扑结构图，对 比不难发现除了有源滤波器（APF）分别控制电压源和电流源以外，两拓扑的 主要区别在于电流源型在 APF 两端并联了附加电感 La，同时电流源型中的无源 滤波器为几条纯调谐 LC 滤波支路组成，而电压源型中的无源滤波器的几条 LC