毕业设计（论文）-四相电压调整模块的设计.doc

辽宁工程技术大学毕业设计（论文）0 引言 随着信息产业技术的迅猛发展，超大规模集成电路的尺寸不断变小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备等得以快速发展。在这些场合，对于其供电电源来说，由于数据处理电路是一类特殊的负载，要求供电电源是低电压、大电流，适于工作状态的不断转换，具有很高的电流变化率。目前国内外很多研发机构和公司，已经针对数据处理电路这类特殊负载的供电电源进行了广泛深入的研究，并给以专门的名称vrm，即电压调节模块。1 概述1.1 电压调整模块（vrm）概念随着信息技术的快速发展和广泛应用，为了满足日益增长的、更加复杂的实时计算要求，今天的通信系统采用了大量的高功率计算ic，包括cpu、fpga和存储器。为了提高计算速度就必然要求其供电电源工作频率和供电电流相应增加，同时为了减小能量损耗则要求供电电压反而越来越低，预计未来设备要求电流超过100a而电压却低于1v。因而新一代微处理器的供电电源低电压、大电流输出dc/dc变换器模块，又称电压调节模块。1必将向着低电压、大电流、小体积、高频化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应的方向发展。同时要求vrm的功率变换效率高，尽可能提高开关频率，减小vrm的体积，以适应模块化的发展方向。这些性能要求对vrm的设计提出了严峻挑战，必须通过有效的方式和途径来解决。1.2 电压调整模块（vrm）的发展历史与前景电压调节模块(vrm)的发展，基本上是按着它的输入电压变化而发展的。其电路拓扑结构基本上还都是buck变换器，同时采用同步整流技术，以提高模块效率。但是随着微处理器对供电要求的不断提高，vrm出现下列发展趋势：(1)工作电压越来越低。现阶段vmr的输出电压已经由原来的3.3v降低到了l.1v左右，未来其输出电压甚至会低于1v。(2)负载变化率越来越高。从20世纪80年代中期起，采用pwm控制技术的高功率密度dc/dc变换器模块就走进了世界市场。如今，已经广泛应用于各种领域。称之为第一代高功率密度dc/dc变换器，简称为第一代产品。它对电子系统的小型化、高可靠性及高性能起到了关键作用，并做出了很大的贡献，正是由于第一代产品的出现，推动了先进的分布式电源系统的建立和发展。但由于在pwm dc/dc变换器中，变压器等磁性元件和滤波器占据了大部分的体积，工作频率则因各种原因被限制在数百千赫兹范围内，这些都是先天不足之处。第二代产品与第一代产品相比，功率密度增加了两倍，高达120 。第二代产品的出现预示着它将是dc/dc变换器未来的主流产品。目前，电压调整模块主要分为隔离型和非隔离型两大类。隔离型电压调节模块适合较高的输入电压，拓扑主要为有源箝位正激vrm，不对称半桥vrm，对称半桥vrm，推挽vrm等等。非隔离型电压调整模块输入电压一般低于12v，拓扑方式主要为交错式buck电路，中间抽头电感式buck电路，有源箝位耦合式buck电路，快速响应双buck电路等。隔离型与非隔离型电压调整模块各有优缺点，其电路的特点和适用范围也不尽相同。随着科学技术的进步，微处理器的速度和容量快速提高，对电压调整模块也提出更高的要求。3.3v、5v和12v的输入电压将进一步提高，输出电流也将超过100a，而满载和轻载效率也要达到高于80%的国际标准。近几年，多种新型的拓扑相继问世，控制策略也不断更新，但由于效率、体积和容量的矛盾使得电压调整模块仍然有较大的发展空间。随着新工艺、新元件的采用和现实应用的需求，电压调整模块必将迎来一个新的发展高峰。1.3 电压调整模块（vrm）的拓扑形式根据输入电压的不同，vrm可以分为5v、12v、48v输入等不同种类，其相对应的拓扑有许多不同之处；根据输入与输出之间是否隔离，vrm又可以分为非隔离型和隔离型两种。目前vrm采用较多的是12v输入电压，但是随着微处理器负载电流越来越大，今后分布式电源中将较多的采用48v母线电压给vrm供电，经变换输出1v左右给工作站和服务器cpu芯片使用。下面对几种主要的非隔离型和隔离型拓扑进行简要的综述，并且对其主要特点进行简单介绍。1.3.1 非隔离的vrm电路早期的vrm是从5v的直流母线直接供电的，而最近已经把母线电压提高到12v，而这些vrm都是采用buck型变换器。所以具有结构简单、设计容易、成本低等优点的buck变换器则成为非隔离电路的代表。本次设计也将围绕buck变换器设计非隔离的电压调整模块。下文将具体论述。1.3.2 隔离的vrm电路变压器原边的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5种2。（1）反激变换器拓扑,图1-1具有电路简洁，控制方便的优点。但是在开关管q1关断瞬间，变压器原边漏感储能会在q1的漏极产生电压尖峰，所以需要耐高压的功率管或增加缓冲吸收电路，需要大容量的输出滤波器。再者，加载瞬态相应时占空比d不能达到100%。这些缺点不利于vrm功率密度的提高、成本降低以及瞬态特性的改善。图1-1 反激变换器拓扑原理图fig.1-1 the principle of instead stirs up the converter analysis situs （2）有源箝位正激拓扑,图1-2是一种研究很成熟的电路拓扑，这种变换器拓扑比反激变换器具有更高的效率，变压器可以工作在磁化曲线的第一、第三象限，提高了变压器的利用率，并且在占空比d0.5时电路可以稳定工作。箱位电路将开关管q1的电压箝位在2倍的输入电压，降低了开关管q1的电压应力。为满足vrm快速的瞬态响应特性要求，需要小的输出滤波电感，这势必增大电流纹波，增大损耗。为满足严格的输出电压精度，需要相当大的输出滤波电容，这不利于vrm的小型化。图1-2 有源箝位正激拓扑fig.1-2 the active clamp is stirring up the analysis situs（3）变压器中心抽头倍流整流推挽变换器,图1-3是一种基本的隔离型拓扑，但是存在开关管关断瞬间出现漏感电压尖峰和变压器原边不对称磁化的问题，变换器性能难以改善。图1-3 变压器中心抽头倍流整流推挽变换器fig.1-3 transformer center tap time of class rectification push-pull converter（4）倍流整流不对称半桥变换器,图1-4是目前研究很热的隔离型拓扑，比对称半桥变换器少了一个桥臂电容。该电路具有器件少、控制简单，利用变压器漏感和开关管的寄生电容可以实现开关管的zvs软开关条件。但是，该拓扑的效率和输入电压有关，并且变压器匝比很小时，效率会变低:再者该拓扑是个四阶系统，瞬态响应速度难以提高。图1-4 倍流整流不对称半桥变换器fig.1-4 time of class rectification asymmetrical half bridge converter1.4 本文主要研究内容本次设计将以12v输入，0.8v/30a输出的vrm为研究对象，选取拓扑为四相交错并联的buck变换器。第二章主要介绍了四相交错并联的buck变换器的工作过程及设计方法；以及控制芯片的选择和控制过程。第三章根据第二章的分析，详细分析buck变换器上各个元件的损耗与工作状态，做出设计实例，仿真并给出实验结果。2 四相电压调整模块（vrm）的设计2.1 引言低电压大电流输出是应用于集成电路供电电源的一个发展趋势，本章将利用交错并联技术、同步整流技术和磁集成技术等手段，采用cs5307芯片控制，设计出利用cs5307芯片控制四通道buck拓扑交错并联变换器设计三相电压调整模块（vrm）。详细分析所要设计电压调整模块的主电路工作原理与工作过程、控制电路的控制方式。2.2 主电路的设计2.2.1 拓扑的选择早期的vrm是从5v的直流母线直接供电的，而最近己经把母线电压提高到12v ，而这些vrm基本上都采用buck型变换器。作为非隔离型电路的代表-buck变换器 ,如图2-1所示，具有结构简单、设计容易、成本低等优点4。在低压vrm的设计中，通常采用buck变换器作为其主电路拓扑。buck变换器结构简单，原理明了，非常适用于低压vrm的应用场合，但是随着dc/dc变换器性能要求的不断提高，必须采用一些关键技术。图2-1 buck变换器电路图fig.2-1 the circuit diagram of buck converter图2-1所示buck变换器，在电感电流连续(ccm)工作模式下，在稳态工作时，根据一个开关周期内电感伏秒平衡特性，开关管q导通时电感电流上升幅值和关断时电感电流下降幅值相等，我们可以得到： （2-1）从而得到电压增益m： （2-2）其中：d开关管的导通比。buck变换器电路具有：(l)电路简洁、元器件少，有利于实现电源小型化;(2)没有高频开关变压器，不存在变压器直流偏磁和磁芯饱和等问题，提高了系统工作可靠性，易于实现电源模块化;(3)电感电流即为负载电流，控制电感电流可以实现对输出电流的精确控制。由此可见buck变换器是一种适用于vrm的拓扑形式。但是在低电压大电流输出的条件下，buck变换器的续流二极管d在续流工作时存在相当大的导通损耗。普通硅二极管存在0.7v左右的导通压降，输出电压越低，其导通损耗占输出功率的比例越大。即使采用低导通压降的肖特基二极管(sisbd)作为输出续流管，其0.40.5v的导通压降意味着电路中仍然存在相当严重的导通损耗。这就可以采用上文所介绍的同步整流技术来解决此问题。如图2-2所示。可将同步整流技术用于buck变换器以解决续流损耗问题。用低导通压降同步整流管mosfet，其导通压降一般为0.1v取代buck变换器中的二极管d，得到同步整流buck变换器，mosfet管上的损耗可以降到肖特基二极管（sisbd）损耗的1/3以下。图2-2同步整流buck变换器电路图fig.2-2 the circuit diagram of synchronized rectification buck converter为了适应新一代vrm的快速响应就必须减小电感值。但这将产生较大的静态电流尖峰，必将造成较大的输出电压峰值。为了解决以上问题，本次设计将采用多相交错并联技术。与传统的单相dc/dc变换器相比，多相交错并联变换技术的优点主要表现在：(1)可将功率平均分配到各个变换通道中，避免开关管、整流管、输出电感等器件过于疲劳，发热过于集中；(2)由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减小了输入、输出电流纹波，减小了电磁干扰emi。使传统昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。因此，纹波电流的相互抵消可以减小输入电容、输出电容和电感的尺寸和成本；(3)输入纹波电流的相互抵消减小了输入噪声，使之特别适用于采用3.3v甚至更低电压要求的电源应用场合；2.2.1.1 四相交错并联拓扑分析任意n个dc/dc变换器交错并联拓扑，模块的控制信号移相。假设并联系统4个dc/dc变换器均流良好，单个dc/dc变换器的开关周期为，开关频率为，开关占空比为d，输出电流平均值，输出电流纹波幅值为。按照以上设定，可以得出交错电路拓扑的以下特性：（1）交错并联拓扑输出电流的纹波频率为，可以极大的降低对输出滤波器和磁性元件的要求。（2）输出电流的平均值等于各个模块输出电流平均值之和，即，在均流良好的情况下， ，扩大了系统的功率容量。（3）交错并联拓扑的电压增益和单个模块相同，通过对单模块占空比的控制实现交错拓扑输出电压的精确调节。2.2.1.2 四通道交错并联buck变换器本次设计将采用四通道交错并联buck变换器作为主电路的拓扑结构5。新型的电子负载要求非常低的电压供给(3.3 v，1.5 v，1.2 v等)，同时也要求在负载变化的过程中电源可以快速调节供给适当的电压。低电压意味着对半导体导通电阻的要求非常苛刻，因此在低输出电压时，同步整流器将成为必然的选择。事实上，四相srbuck变换器已经广泛的应用在了新型微处理器的供电电源上。图2-3 四相交错并联的buck变换器fig.2-3 the four-phase interlocks the parallel buck converter图2-3所示，为四相交错并联的srbuck变换器，、每相buck变换器的输出电流，可以看出相邻每相输出相位错开了1/4个周期，叠加作用使总的输出电压和输出电流纹波得到削弱。应用在设计上可以大大减小输出滤波器的体积，这是使用交错并联的最大优势所在。所谓“四通道交错并联buck变换器”即应用交错并联技术，采用四个准方波拓扑,让不同通道中开关管的开关时序相互错开一定的角度，然后把这些通道并联起来工作，这就使得各通道电感电流能够相互错开一定的角度，实现电流纹波互消作用。也就是说，可以采用交错并联技术来减小输出电感，使各个开关管在零电压下导通，减小开关导通损耗，工作频率也得到进一步提高，从而减小输出滤波器的体积，充分利用主板空间。对于4通道交错拓扑，控制信号在时间上交错，设，把单模块输出电流波形在时间上分为4个以为间隔的等分区间，如图2-4所示。图 2-4单模块电流波形分区示意图fig.2-4 the schematic drawing of single module current waveform district在图2-4中，定义电流上升和下降的交点为转折点，将一个周期的电流波形划分为4个等分区的3条直线为分段线(不包括0和4)。由于交错拓扑各个模块的控制信号交错时间为，所以输出电流是以为周期的波形，这里只分析0t时间内的输出电流波形。如图由图2-4所示，单模块电流波形分为4个区间，每个区间时间移位，再者4个单模块彼此间的电流波形也是相差，交错拓扑输出电流是4个单模块输出电流叠加，所以0t时间内交错拓扑输出电流波形相当于4个区间内波形叠加。则可以得到以下两个结论：（1）对于4通道交错并联拓扑，在0t时间内输出电流是4个模块输出电流之叠加，且4个模块的电流波形恰好可以拼凑成一个完整周期单模块输出电流波形；（2）由数学理论知，对于数目任意单调线性函数相加，其结果仍为单调线性函数。当转折点正好位于分段线上时，如图2-5所示。图2-5 转折点在分段点上的电流波形分区图fig.2-5 the schematic drawing of turning point current waveform which lights in the partition可知4个区间内的波形为4个线性段，那么在0t时间内输出电流的波形为4个线性段相加，由上面给出论题可知，上升线性段正好可以拼凑为单模块输出电流一个周期内的上升段波形，同理下降线性段正好可以拼凑出一个下降线性段。根据稳态工作时单模块电感电流上升幅值等于下降幅值的特性，可以得到4个区间电流波形叠加后为一条水平线，即输出电流纹波为零。此时存在关系式： （j=1、2、3） （2-3） 整理得： （j=1、2、3） （2-4）定义此时的d为零纹波占空比，也就是说当为正整数时，就可以实现输出电流纹波的幅值为零。如图2-6所示，以一个周期为例，n=4，j=1，d=1/4=0.25，电流转折点位于分线段处，总的输出电流纹波为零。同理当d=0.5，0.75时，电流纹波都为零。图2-6 转折点在分段点上电流纹波互消图fig.2-6 the turning point lights the electric current ripple in the partition to disappear mutually the chart而当转折点位于分线段之内时，如图2-7所示图2-7 转折点不在分短线上电流波形分区图fig.2-7 turning point not in a minute short line current waveform district chart为转折点不在分线段上的示意图，可知在0t时间内输出电流波形是一个分段性线段(转折点所在区间的电流波形和4个线性段叠加而成。同理根据线性函数理论，输出电流波形为一个分段性线段，并且上升幅值等于下降的幅值，所以纹波电流幅值不为零6。如图2-8所示，为n=4，j=1，d=0.4，电流转折点位于分线段处，总的输出电流纹波为零。同理当0.25d0.5，电流纹波不为零。图2-8 转折点不在分线段上电流纹波互消图fig.2-8 the turning point the electric current ripple does not disappear mutually in a minute line segment the chart经过整理可以得出以下结论：（1）空占比d： （j=1、2、3） （2-5）（2）转折点到左侧分段线的距离l： （j=1、2、3） （2-6）可知输出电流纹波上升段波形等于4个区间波形距离左端l长度的波形叠加。转折点左侧j个区间的电流是上升的，斜率为，转折点右侧3-j区间电流是下降的，斜率为（3）输出电流纹波幅值 （2-7）整理得：（j=1、2、3） （2-8）这样可知：（1） 任意确定n的情况下，整个关于d=0.5对称；（2） 当j=1、2、3，在内，时，随d增大先单调增加，达到最大值后减小，极大值出现在附近；（3） 当j=0时，在内，随d增大先单调减小，d=0时达到最大值；（4） 当j=3时，在内，随d增大先单调增加，d=1时达到最大值；（5） 当d=0和d=1时，交错拓扑没有纹波抑制作用。综上所述，可知在任意确定的交错通道数n的情况下，在0d1时输出电流的纹波幅值表达式： （2-9）式中 （j=1、2、3）进一步得输出电流归一化纹波幅值k表达式： （2-10）式中 （j=1、2、3）。在双、四通道交错并联准方波电路中，如果把d=0.5(对应)作为稳态占空比，不仅可以实现稳态工作时的输出电流零纹波，大大减轻输出滤波电容的稳态纹波设计压力。而且可以实现对称的瞬态响应：（1）负载突加出现输出电压下冲，为及时响应可实现d=1满占空比工作，整个开关周期输出滤波电感上的压降都为，使电感电流迅速提升，对应式： （2-11）（2）负载突卸出现输出电压上冲，为及时响应，占空比可以降为d=0工作，对应整个开关周期，输出滤波电感上的压降都为，使电流迅速下降，对应式： （2-12）因此，从交错并联准方波拓扑本身来看，满足可使vrm输出电压的上冲和下冲具有对称的幅值，滤波参数实现优化设计，较具吸引力。在计算机电源系统中，vrm一般与其它部件公用电源总线，为了减小vrm的负载突变对这一公用总线电压的影响，必须在其输入端加一个输入滤波器，以保证公用总线电压不受负载突变影响。其中，输入滤波电容与输入电压的对应关系如图2-9所示。图2-9 输入滤波电容与输入电压的对应关系fig.2-9 input filter electric capacity and input voltage corresponding relationships随着处理器工作电压的进一步降低(最新已提出1 v以下的要求)，若按照的优化关系，vrm的仅为2 v左右，那么输入滤波电容将需要高达毫法级；而且这么低的将对应很高的，增加了线路损耗，使银盒与母板之间本已很复杂的连接线变得更难设计7。而随着的升高，将与成平方反比的关系递减。当提高为48 v左右时，降为数十微法级，从而使得vrm的整机尺寸能够满足越来越高的功率密度要求。可见，从电源系统角度考虑，在满足常规要求的情况下，希望vrm的输入总线电压越高越好。2.2.2 输入输出滤波器的设计（1）输入滤波器的设计8 为了避免vrm在负载突变时，母线电压不会发生剧烈变化而造成对其它供电单元的干扰，在vrm输入端通常多加入输入滤波电容。它的设计思想和输出滤波电容类似，主要考虑母线电压在负载突变时仍能保持在允许的变化范围内，可以下式估算： （2-13）式中 输出功率； 输入电流最大变化率； 输入母线电压纹波量； 输入母线电压。实验中取=800uf。比较 （2-14） （2-15） （2-16） （2-17）两式，可以看出：两者只相差了第1项，这是因为输入电容不受系统时间延迟问题影响。 （2）输出滤波器的设计9 输出滤波器可分为输出滤波电感和输出滤波电容两部分组成：1.输出滤波电感 当buck电路采用准方波工作方式时，若要实现连续工作模式，则电感要满足式： （2-18）式中 等效滤波电感； d 占空比实验中采用四相交错并联，由上文分析可知： （2-19）式中 l每相滤波电感； n并联相数，本次取n=4。可以得到每相电感为4。图2-10 瞬态过程中占空比的变化fig.2-10 in transient process dutyfactor change因为设计时要考虑最坏的情况，即负载突变发生在开关管关断的时刻，这样控制回路只有到下个周期才能作出反应，此时对应的，而图2-10则给出在传统电压控制环控制时占空比在瞬态过程中典型变化曲线。显然站占空比不可能在整个过程中保持为最大值1，此时电感电流上升率也不可能一直保持最大值，故要由一个折合系数k。的值可以由以下估算： （2-20）2.输出滤波电容 当计算机从休眠状态突变为激活状态时，瞬间负载需要较大的能量，由于vrm的响应速度通常不足，所以输出滤波电容必须提供这部分很大的能量，因此，此时微处理器输入电压的稳定性取决于输出滤波器的性能。此时，能够引起明显的动态压降的输出电容的等效串联电阻esr和等效串联电感esl起了关键的作用。所以，为了满足微处理器对输出电压波动的要求，vrm需要具有小的esr和esl的电容。但是这会增加vrm的成本和体积。则其可以由下式估算： （2-21）式中 瞬态过程中的时间延迟； 负载电流突变量； 输出电压纹波； 有效电感电流上升率。所以取，实验中采用电容。2.3 控制电路的设计2.3.1 电压调整模块的几种控制方法（1）电压型控制 电压型控制原理是输出电压与基准电压比较，通过误差放大器将两者的误差信号放大，所得的放大信号通过比较器的占空比进行调节输出使其稳定。该电路单环反馈容易设计和分析，良好的噪声裕度，低阻抗输出为多输出电源提供较好的交叉调节。但是任何电源或负载扰动必须等到输出变化才能得以检测并通过反馈环反馈校正，动态相应差。（2）电流型控制 电流型控制时是在电压型控制的基础上增加了电流控制环节。电感电流以上升，这个波形随输入电压变化，消除了延迟响应和随输入电压变化的增益变化。与电压型控制相比，其只需提供以个极点到反馈环，这使得补偿简单和具有较高的增益带宽。但是，电流控制对噪声敏感而产生次谐波振荡问题需加补偿。（3）avp控制 avp控制的工作原理是在输出电压纹波范围内，当输出电流大时，使得输入电压下降；当输入电流小时，使得输出电压上升。这样可以改善负载的动态相应，同时减少输出电容。优化电路使得 采用有源法和无源法两种控制方式。该控制方法改善了动态相应，提高了效率，但是负载调整率差。（4）型控制 采用输出电压纹波作为调节器的斜波信号，瞬态时，绕过主反馈环将负载电流变化传送至比较器中。但时使用输出纹波电压作为斜波信号使得电路的稳定性依靠输出电容的寄生参数，实际应用中采用固定关断时间控制，降低了相应速度。在设计中，采用型的控制方法。其优点是：对于输入电压变化的响应速度两者相同，主要体现在对负载变化具有超快瞬态响应特性。2.3.2 电压调整模块的闭环控制图2-11所示，单项vrm的控制电路，下边对此电路图进行分析图2-11 电压环反馈的buck变换器fig.2-11 electricity pressure ring feedback buck converter（1）穿越频率的选择buck型vrm常用的电压环单环控制如图2-12所示，其各部分幅频特性如图2-12所示，包括了主电路从控制到输出的传递函数、误差放大器的传递函数和整个开环传递函数。在实际设计中，开环传递函数的穿越频率关一般都取在开关频率的1/5以下，如果取得较大，噪声就会成为一个比较严重的问题。在第二章己经提到提高穿越频率f也就提高了系统的带宽，有利于加快vrm的动态响应。穿越频率关取在开关频率的1/10到1/5之间对加快vrm动态响应是比较合适的。图2-12 幅频特性图（a）控制到主电路输出传递函数（b）误差放大器的传递函数（c）开环传递函数fig.2-12 amplitude-frequency characteristic chart(a) controls the main circuit output transfer function(b) erroneous amplifiers transfer function(c) split-ring transfer function（2）ea的电压上升率的选择误差放大器ea的电压上升率也必须足够大，否则即使系统的穿越频率关设计的合理，也不能达到预期的动态响应速度。现在假设在小于两个开关周期的时间内ea的输出己经能够保证占空比从稳态值d变化到最大值1或最小值0，则可以按照下面式子估算所需的： （2-22） （2-23） 锯齿波的幅值 开关频率 ，分别对应了step-down和step-up的负载突变过程。所以最后所需要的即为： （2-24）（3）控制环设计的顺序常规的buck型变换器的控制设计一般都是主电路参数确定后，再选择反馈环的补偿参数满足系统稳定和动态的要求，但vrm也按这个顺序设计可不可以呢？从下图可以看出，主电路滤波器参数和开关频率一旦确定，则如果想增加系统的穿越频率的话就只有靠调节误差放大器的增益。如上所述通过这样的调节也只能把穿越频率提高到开关频率的1/s左右，这就意味着如果系统此时仍不能满足cpu的动态速度要求，则整个设计是毫无意义的。因此一个比较合理的设计顺序应是如图2-13所示，先确定满足vrm动态响应的穿越频率，再确定开关频率，然后再选择主电路滤波器参数和反馈环的补偿参数。这样整个设计就可以满足所需的动态图2-13 控制环设计顺序fig.2-13 control link design order2.3.3 提高vrm轻载效率的设计 vrm为了提高效率普遍采用同步整流管代替肖特基，但是同步整流管有一个特点就是可以双向导通，这使得vrm在轻载时变换器的效率不高。如图2-14所示即为典型的buck型vrm电感电流随负载变化的情况，可以看出轻载时电感电流可能会进入断续状态。采用肖特基作为整流管，因其电流不能反向，所以即使电感电流断续但不可能反向流。采用同步整流管(sr)作为整流管情况则会不一样，由于其双向导通的特点会使电感电流在轻载时会反向流，这样造成整流管上额外的损耗，所以轻载效率一般都较低12。为了解决这个问题,设计中将采用的方法就是在轻载时控制sr的导通时间让电感电流不能反向流过。从这种思路出发可以想出了几种具体的方法:第一种是恒频控制，在轻载时关掉sr，用一个反并的肖特基代替;第二种是恒频控制，在轻载时控制sr的导通时间让电感电流不能反向;第三种是变频控制即轻载时采用低频，重载时采用高频，而且轻载时关掉sr，用一个反并的肖特基代替;第四种也是变频控制，轻载时控制sr的导通时间让电感电流不能反向。总的来讲，这几种方法都是在控制电路上想办法。这里对负载电流从0.2a到8a变化时的vrm作了比较，最后得出采用变频控制且轻载时通过控制sr的导通时间让电感电流不能反向的方法效率最高。图2-14 vrm在轻载和重载时的电感电流fig.2-14 vrm in time underloading and heavy load inductance electric current2.3.4 提高vrm动态速度的设计本节将系统地总结和分析目前用于提高vrm动态速度的技术。这些技术的出发点一般要么从主电路着手，要么从控制环路的优化入手。从主电路的角度看，减小输出滤彼电感可以提高vrm在动态过程中的电感电流上升率，从而可以减小vrm动态响应的上升时间，有利于提高vrm的动态响应速度。一个好的动态响应的设计就意味着用尽可能少的输出滤波电容就能把输出电压在负载突变时限制在要求的变化范围内。 从控制电路的角度看，如前面分析，尽可能保持系统带宽足够宽是满足动态响应速度的首要因素。无论采用上面那种方法，其根本出发点都是希望能减小动态过程中输出滤波电容所承担的不平衡电荷。因此另外一种方法就是在主电路输出端加入一些辅助单元，再辅以简单的控制，从而在step-up负载突变时向负载快速提供能量，而在step-down负载突变时向负载提供快速泄放能量的通路。（1）提高开关频率提高开关频率可以减小输出滤波电感，同时开关频率的提高也有利于设计带宽比较宽的控制系统，而这些都是有利于提高vrm的动态响应速度的。然而以今天的功率半导体元器件发展水平来说，开关频率不可能提得过高，否则整个变换器效率较低。（2）采用多相并联技术既然开关频率不可能提得过高，则可以考虑采用多相并联技术。采用多相并联技术的优点是：1. 如果多相并联输出共用一个输出电感且每相的最大占空比小于0.5，则电感上的有效纹波频率为每相开关频率和总相数的乘积，相当于电感的实际工作频率提高了，因此可以减小电感值；2. 如果每相均采用自己的一个输出电感，由于多相作用的最后结果同样使的输出电流的实际纹波频率为每相开关频率和总相数的乘积。而且多相作用具有纹波抵消效果，这样即使每相电流纹波较大，最后输出电流的纹波仍可以较小。如图2-15所示，为一两相并联输出的buck变换器的每相电感电流和最后总输出电流波形。图2-15 两路buck变换器的电感电流纹波抵消效果fig.2-15 two group buck converters inductance electric current ripple counter-balance effect 设计中，将采用这种多相并联技术来提高电压调整模块的动态速度。2.4 控制芯片 本次设计的控制芯片，将利用cs5307芯片对电压调整模块进行控制。芯片cs5307是一个四相降压控制器，它包括电源高性能处理和高电流所需全部功能。专用多相结构保证负载电流分布平衡，减少高电流应用成本。增强型控制结构提供尽可能快的瞬变响应和极好的范围稳压。可以设置200-800khz的工作频率。占空比可以为0%-100%。cs5307多相结构可以减少输出电压和输入电流纹波，大大减小电感值。可以设置通、断控制。可以为每个时期控制电流纹波。设置过载电流保护。保护全是1的错误信号。通过mos管进行过电压的保护，欠电压的闭锁。系统功率处理 1.0%精度的5位dac；可调输出电压定位 良好的功率输出13 。cs5307直流-直流控制器是以增强型为控制结构的半导体，加上内部的pwm坡道和实施快速反馈直接从vcore改善了瞬态响应和简化设计。cs5307包括电源良好，提