传输线理论基础知识

传输线理论 2014.5 内容简介 n 一、认识传输线 n 二、均匀传输线方程及其解 n 三、均匀无耗传输线工作状态的分析 n 四、阻抗圆图简介 n 五、传输线阻抗匹配 n 六、 MIPSS实验系统阻抗匹配的实现 一、认识传输线 随着信息系统工作频率的提高和高速数字电路的发展，必须考虑传 输距离对信号幅度相位（ 频域）和波形时延（ 时域）的影响。从电路的观 点出发，将传输线看作分布参数电路，传输线理论不考虑具体传输线的结 构和横向纵向的场分布，只关心电压电流或等效电压电流沿传输线的变化 。相对于场的理论而言，传输线是一种简化的模型，它不包括横向（ 垂直 于传输线的截面）场分布的信息，却保留了纵向（ 沿传输线方向）波动现 象的主要特征。对于许多微波工程中各种器件部件，采用这种简化的模型 进行分析计算仍然是非常有效的和简洁的。在频域，我们所关心的是 稳态 解 ，应用入射波、反射波、幅度、相位等概念来描述线上的工作状态；在 时域，我们所关心的是 瞬态解 ，应用入射波、反射波、时延、瞬态波形等 概念来描述线上的工作状态。传统的传输线理论注重频域稳态解。在实际 工作中，由于高速数字电路的飞速发展，传输线上时域信号的瞬态解正日 益引起人们的关注和研究。 1.1 传输线的基本概念 传输线 :是用来引导传输电磁波能量和信息的装置，例如：信 号从发射机到天线或从天线到接收机的传送都是由传输线来完 成的。 (或凡是用来把电磁能从电路的一端送到电路的另一端的 设备统称为传输线 )。如图所示。 1.1.1 定义 （ 1）传输损耗要小，传输效率要高； （ 2）工作频带要宽，以增加传输信息容量和保证信号的无 畸变传输； （ 3）在大功率系统中，要求传输功率容量要大； （ 4）尺寸要小，重量要轻，以及能便于生产和安装。 (为了满足上述要求，在不同的工作条件下，需采用不同型式 的传输线。在低频时 ,普通的双根导线就可以完成传输作用 ,但是 , 随着工作频率的升高 ,由于导线的趋肤效应和辐射效应的增大使 它的正常工作被破坏 .因此 ,在高频和微波波段必须采用与低频时 完全不同的传输线形式 ) 1.1.2 对传输线的基本要求 从传输模式上看，传输线上传输的电磁波可以分为三种 类型。 （ 1） TEM波（横电磁波）：电场和磁场都与电磁场传播 方向垂直。 （ 2） TE波（横电波）：电场与电磁场传播方向垂直，传 播方向上只有磁场分量。 （ 3） TM波（横磁波）：磁场与电磁波传播方向垂直，传 播方向只有电场分量。 1.1.3 传输线分类 （ 1） 横电磁波（ TEM波）传输线，如双导线、同轴 线、带状线、微带线等。常用波段米波、分米波、厘米波 。 (a)平行双导线 （ b）同轴线 （ c）带状线 （ 2）波 导传输线 （ TE和 TM波），如矩形、 圆 形、脊 形和 椭圆 形波 导 等。厘米波、豪米波低端。 （ a）矩形波导 （ b）圆形波导 （ c）脊形波导 （ 3）表面波传输线：如介质波导、介质镜像线、单根 线等。其传输模式一般为混合波型。适用于毫米波。 （ a）介质波导 （ b）镜像线 （ c）单根表面波传输线 TEM波模型如图 1-1所示，电场（ E）与磁场（ H）与电磁波 传播方向（ V）垂直。 TEM传输线上电磁波的传播速度与频率无 关。 结合我们的工作，这里只讨论 TEM 波传输线（如双线、同轴 线）的基本理论。 研究传输线上所传输电磁波的特性的方法有两种。 一种是 “场 ”的分析方法，即从麦氏方程组出发，解特定 边界条件下的电磁场波动方程，求得场量（ E 和 H ）随 时间和空间的变化规律，由此来分析电磁波的传输特性 ；另一种方法是 “路 ”的分析方法，它将传输线作为分布 参数来处理，得到传输线的等效电路，然后由等效电路 根据克希霍夫定律导出传输线方程，再解传输线方程， 求得线上电压和电流随时间和空间的变化规律，最后由 此规律来分析电压和电流的传输特性。这种 “路 ”的分析 方法，又称为长线理论。事实上， “场 ”的理论和 “路 ”的 理论既是紧密相关的，又是相互补充的。 1.2 传输线分布参数及其等效电路 n 长线是指传输线的几何长度和线上传输电磁波的波长的比值（ 即电长度）大于或接近于 1；反之，则称为短线。可见二者是 相对概念，取决于传输线的电长度而不是几何长度。 1.2.1 长线的含义 长线和短线的区别还在于：前者为 分布参数电路 ，而后 者是 集中参数电路 。在低频电路中常常忽略元件连接线的 分布参数效应，认为电场能量全部集中在电容器中，而磁 场能量全部集中在电感器中，电阻元件是消耗电磁能量的 。由这些集中参数元件组成的电路称为集中参数电路。随 着频率的提高，电路元件的辐射损耗，导体损耗和介质损 耗增加，电路元件的参数也随之变化。当频率提高到其波 长和电路的几何尺寸可相比拟时，电场能量和磁场能量的 分布空间很难分开，而且连接元件的导线的分布参数已不 可忽略，这种电路称为分布参数电路。 1.2.2 分布参数 当高频信号通过传输线时，将产生如下分布参数效应： （ a）由于电流流过导线，而构成导线的导体为非理想的 ，所以导线就会发热，这表明导线本身具有 分布电阻 ；（单位 长度传输线上的分布电阻用 表示 。 ） （ b）由于导线间绝缘不完善（即介质不理想）而存在漏 电流，这表明导线间处处有 分布电导 ；（单位长度分布电导用 表示 。） （ c）由于导线中通过电流，其周围就有磁场，因而导线 上存在 分布电感 的效应； (单位长度分布电感用 表示。 ) （ d）由于导线间有电压，导线间便有电场，于是导线间 存在 分布电容 的效应； (单位长度分布电容 用表示。 ) R1为单位长度损耗电阻； G1为单位长度损耗电导； L1为单 位长度电感，简称分布电感； C1为单位长度电容，简称分布 电容。当 R1=0、 G1=0时称为无耗传输线。 当频率提高到微波频段时，这些分布参数不可忽略。例如， 设双线的分布电感 L1= 1.0nH/mm， 分布 电 容 C1= 0. 01 pF/mm。 当 f=50Hz时 ，引入的串 联电 抗和并 联电纳 分 别为 Xl=31410- 3 /mm和 Bc= 3.141012 S / mm。当 f=5000MHz时 ，引入的串 联电 抗和并 联电纳 分 别为 Xl=31.4/mm 和 Bc=3.1410-4S/mm 。 由此可见，微波传输线中的分布参数不可忽略，必须加以考 虑。由于传输线的分布参数效应，使传输线上的电压电流不仅是 空间位置的函数。 1.2.3 均匀传输线的分布参数及其等效电路 根据传输线上分布参数均匀与否，可将传输线分为 均匀和不均匀两种，下面讨论均匀传输线。 均匀传输线 ： 所谓均匀传输线是指传输线的几何尺 寸、相对位置、导体材料以及周围媒质特性沿电磁波传 输方向不改变的传输线，即沿线的参数是均匀分布的 在均匀传输线上，分布参数 R、 L、 C、 G是沿线均匀 分布的，即任一点分布参数都是相同的，用 R1、 L1、 C1 、 G1分别表示传输线单位长度的电阻、电感 、电容、 电导。 几种典型传输线的分布参数计算公式列于表 1-1中。 表中 0、 分别为对称线周围介质的磁导率和介电常数。 有了分布参数的概念，我们可以将均匀传输线分割成许 多微分段 dz（ dz ）， 这样 每个微分段可看作集中参数 电 路。其集中参数分 别为 R1dz、 G1dz、 L1dz及 C1dz，其等效 电 路 为 一个 型网 络 如 图 1-1（ a）所示。整个 传输线 的等效 电 路是无限多的 型网 络 的 级联 ，如 图 1-1（ b）所示。 二、均匀传输线方程及其解 2.1 均匀传输线方程 均匀 传输线 的始端接角 频 率 为 的正弦信号源， 终 端接 负载 阻抗 ZL 。坐 标 的原点 选 在始端。 设 距始端 z处 的复数 电压 和复数 电 流分 别为 U(z)和 I (z)， 经过 dz段后 电压 和 电 流分 别为 U(z)+ dU(z)和 I (z)+ dI (z)。如 图 2-1 所示。 其中增量 电压 dU(z)是由于分布 电 感 L1dz和分布 电 阻 R1的分 压产 生的，而增 量 电 流 dI (z)是由于分布 电 容 C1dz和分布 电导 G1的分流 产 生的。 根据克希霍夫定律很容易写出下列方程： 略去高阶小量，即得： 式（ 2-2）是一阶常微分方程，亦称传输线方程。它是描写无耗传输 线上每个微分段上的电压和电流的变化规律，由此方程可以解出线 上任一点的电压和电流以及它们之间的关系。因此式（ 2-2）即为均 匀传输线的基本方程。 2.2 均匀传输线方程的解 将式（ 2-2）两 边对 z微分得到： 将式（ 2-2）代入上式，并改写 为 其中： 传输线的波动方程 传播常数 衰减常数 相移常数 传输线的波动方程是二阶齐次线性常系数微分方程，其通解为 将式（ 2-6）第一式代入式（ 2-2）第一式，得 式中 传输线的特性阻抗 高 频时 ，即 L1 R1， C1 G1， 则 可近视认为特性阻抗为一纯电阻，仅与传输线的形式、尺寸和介质的参 数有关，而与频率无关。 式（ 2-6）中 A1和 A2为 常数，其 值 决定于 传输线 的始端和 终 端 边 界条件。 通常 给 定 传输线 的 边 界条件有两种：一是已知 终 端 电压 U2和 电 流 I2；二是已知 始端 电压 U1和 电 流 I1。下面分 别讨论 两种情况下沿 线电压 和 电 流的表达式。 2.2.1 已知均匀传输线终端电压 U2和终端电流 I2 如 图 2-2 所示， 这 是最常用的情况。只要将 z=l， U（ l ） = U2， I（ l） = I2代 入式（ 2-6）第一式和（ 2-7）得 解得： 将上式代入式（ 2-6）第一式和式（ 2-7），注意到 l z = z ,并整理求得 2.2.2 已知均匀 传输线 始端 电压 U1和始端 电 流 I1 将 z=0、 U（ 0） =U1 、 I（ 0） =I1代入式（ 2-6）第一式和式（ 2-7）便可 求得 将上式代入式（ 2-6）和式（ 2-7），即可得 2.3 均匀传输线入射波和反射波的叠加 由上面式子可知，传输线上任意位置的复数电压和电流均有两部 分组成，即有 根据复数 值 与瞬 时值 的关系并假 设 A1、 A2为实 数， 则 沿 线电压 的瞬 时值为 现 在研究行波状 态 下 电压 和 电 流的沿 线变 化情况。 为讨论 方便，距 离 变 量仍然从始端算起，由于 U2 Z0 I0 0， A2=0， U r(z) =0。考 虑 到 = + j ， 因此公式（ 2-14）和（ 2-15） 简 化 为 ： 于是入射波 电压 的瞬 时值 （假 设 初始相位 ）可以写 为 ： 式（ 2-21）是距离 z 和 时间 t 的函数。在任意指定的地方（即 z 为 定 值 ） ，他随 时间 按正弦 规 律 变动 ；而在任意指定 时间 （即 t 为 定 值 ），它沿 线 以指数 规 律分布衰减。如 图 2-4所示。 2.4 均匀传输线相速与波长 现 在我 们 研究波形上固定相位点的移 动 情况，令式（ 2-21）中 t z + K， K 为 常数。两 边对 t 微分得： 式（ 2-22） 为 波行 进 的速度，即相位速度， 简 称相速。 在一个周期的 时间 内波所行 进 的距离称 为 波 长 ，用 表示，即： 式中 f 为电 磁波 频 率， T 为 振 荡 周期。 2.5 均匀传输线特性阻抗 入射 电压 与入射 电 流之比或反射 电压 与反射 电 流之比 为 特性阻抗（ 即波阻抗）。它的表示式 为 （ 2-），即 ： 一般情况下， Z0 为 复数，其摸和幅角分 别为 ： 特性阻抗与 频 率的定性关系如下 图 2-5： 2.6 均匀传输线传播常数 传 播常数 表示行波 经过单 位 长 度后振幅和相位的 变 化。其表示式如 下式所示： 一般情况下， 传 播常数 复数，其 实 部 称 为 衰减常数 , 单 位 为 dB/m（有 时 也用 Np/m,1Np/m=8.86 dB/m）； 为 相移常数 , 单 位 为 rad/m。 2.7 均匀 传输线 反射系数 为 了表明反射波与入射波的关系，我 们 定 义 ， 线 上某 处 反射波 电压 （ 或 电 流）与入射波 电压 （或 电 流）之比 为 反射系数，用 (z)表示，即： 由（ 2-11）式得： 在 传输线 的 终 端（ 负载 端）， z 0， 终 端反射系数用 2 表示，由式 （ 2-30）得： 由此可见，终端反射系数只与负载阻抗和传输线的特性阻抗有关。 终端 阻抗的类型不同，反射系数也不同。 （ 1）当 ZL Z0 （即 负载 匹配） 时 ， 终 端反射系数 2 0，由反射系数定 义 知，反射波 电压 和反射波 电 流均 为 零，称 为 行波状 态 。 （ 2）当 ZL 0 （即 负载 短路） 时 ， 终 端反射系数 2 1；当 ZL （即 负载 开路） 时 ， 终 端反射系数 2 1。 在这两种情况下，反射波与入射波 幅度相同（负号表示反射波与入射波相位相反），称为全反射状态。 在一般情况下， 0 2 1，称为部分反射。 当引入 终 端反射系数的概念后，式（ 2-11）可改写 为 2.8 均匀传输线的传输功率和效率 设传输线 均匀且 = + j (0), 根据（ 2-35）及（ 2-36），沿 线电压 、 电 流的解 为 假 设 Z0 为实 数，由 电 路理 论 可知， 传输线 上任一点 z 处 的 传输 功率 为 入射波功率 反射波功率 设传输线总长为 l, 将 z = l代入式（ 2-37） , 则 始端入射功率 为 终 端 负载 在 z = 0处 , 故 负载 吸收功率 为 ： 由此可得传输线的传输效率为： 当 负载 与 传输线 阻抗匹配 时 , 即 2 =0 , 此 时传输 效率最高 , 其 值为 ： 可 见 , 传输 效率取决于 传输线 的 损 耗和 终 端匹配情况。 三、 均匀无耗传输线工作状态的分析 无耗 传输线 ：是指 R1=0， G1=0 的 传输线 。一般 传输线 的 导 体均采用良 导 体，周 围 介 质 又是低耗介 质 材料，因此 传输线 的 损 耗比 较 小， 满 足 L1R1， C1G1，故在分析 传输线 的 传输 特性 时 可以近似看成是无耗 线 。 3.1 无耗传输线的基本特性 3.1.1 无耗 传输线传 播常数 : = + j 由于无耗 传输线 的 R1=0， G1=0， 则 ： 因此： 3.1.2无耗 传输线 相速度： 由公式（ 2-22） : 将表 1-1中的双 线 或同 轴线 的 L1和 C1代入上式，得到 双线和同轴线上行 波的相速度均为： 由此可 见 ，双 线 和同 轴线 上行波 电压 和行波 电 流的相速度等于 传输 线 周 围 介 质 中的光速，它和 频 率无关，只决定周 围 介 质 特性参量， 这 种 波称 为 无色散波。 3.1.3 无耗 传输线 特性阻抗 所 谓 特性阻抗 Z0是指 传输线 上入射波 电压 Ui（ z） 和入射波 电 流 I i（ z ） 之比，或反射 电压 和反射波 电 流之比的 负值 。即 由于 R1=0， G1=0， 由式（ 2-8）得知 由此可 见 ，无耗 传输线 的特性阻抗与信号源的 频 率无关， 仅 和 传输 线 的 单 位 长 度上的分布 电 感 L1和分布 电 容 C1有关，是个 实 数。由表 1-1 查 得同 轴线 的分布 电 容和分布 电 感，然后代入式（ 3-4），便得到同 轴 传输线 的特性阻抗 计 算公式 为 ： 常用的同 轴线 的特性阻抗 为 50 和 75 两种。 3.2 均匀无耗传输线工作状态的分析 传输线的工作状态是指沿线电压、电流以及阻抗的分布规律。传输线 的工作状态有三种：行波、驻波和行驻波。它主要决定于终端所接负载阻 抗的大小和性质。 3.2.1 行波工作状 态 （无反射情况） 终 端的反射系数 2 为 ： 可以得到传输线无反射波的条件为： 此 时 ，式（ 2-14）（ 2-15）中右 边 第二 项为 零，得到行波状 态时 沿 线 电压 和 电 流的表达式 为 式中 U1 和 I1 分 别 表示始端的 电压 和 电 流， U1i 和 I1i 分 别 表示始端的入射波 电压 和 电 流， 1为 始端入射波 电压 （或 电 流）的初相位。 由式（ 3-5）中两式之比，便得到行波工作状 态时 ，沿 线 某点的 输 入阻抗 为 ： 由上面的分析可知，当 负载 阻抗等于 传输线 特性阻抗 时 ，均匀无耗 传 输线 上 传 播的波 为 行波，沿 线 各点 电压 和 电 流的振幅不 变 ；相位随 z增加不 断滞后；沿 线 各点 输 入阻抗均等于 传输线 的特性阻抗。如 图 3-1所示。 3.2.2 驻 波工作状 态 （全反射情况） 根据上面公式得到 传输线 上 产 生全反射（即 |2| = 1）的条件 为 ： 即始端短路、开路或接 纯电 抗 负载 。由 终 端没有吸收功率的 电 阻元 件， 传输线 将会 产 生全反射而形成 驻 波，故称它 为驻 波元件， 传输线 将 会 产 生全反射而形成 驻 波，故称它 为驻 波工作状 态 。 当无耗 线终 端短路、 终 端开路或接 纯电 抗 负载时 ， 线 上将会 产 生全 反射而形成 驻 波。 驻 波具有下列特性：沿 线电压 、 电 流的振幅 值 随位置 而 变 化，但在某些位置上永 远 是 电压 的波腹点（或 电 流的波 节 点）且波 腹点 电压值为 两倍的入射波 电压 ；在与 电压 波腹点相差 /4 处 永 远 是 电 压 波 节 点（或 电 流波腹点），且波 节 点振幅 值为 零；沿 线电压 和 电 流在 时间 和距离上均相差 /2，因此 线 上没有能量的 传输 ；沿 线 阻抗分布除了 电压 波腹点 为 无限大和波 节 点 为 零以外，其余各 处 均 为纯电 抗；两波 节 点之 间 沿 线电压 （或 电 流）相位相同，在波 节 点的两 侧 沿 线电压 （或 电 流）相位相反。 3.2.3 行 驻 波工作状 态 （部分反射情况） 一般情况下，信号源给出的一部分能量被负载吸收，另一部分能量 将被负载反射，从而产生部分反射而形成行驻波。 线 上任意点 电压 和 电 流可用反射系数来表示，即 上面两式之比即 为归 一化阻抗 现 在，我 们 将上式用矢量来表示，并画在一个复平面上。式（ 3-7）中 的第一式的第一 项为实 数 1，表示在 实轴 方向的 单 位矢量，它是始 终 不 变 的。第二 项为 反射系数的旋 转 矢量，它的模 为 |，在 终 端 处 反射系数的相 角 为 2，即在复平面上 终 端 处 的反射系数和 实轴 的 夹 角。由于无耗 线 上任 意点的反射系数的模等于 终 端 负载 的反射系数的模，即 |=|2|。 当离终端 向电源方向移动时，反射系数的相位不断落后， 即反射系数矢量沿着 | 的 圆顺时针 方向旋 转 ；反之，当从 电 源向 负载 方向移 动时 ，反射系数的相 位愈来愈超前，即反射系数矢量沿 | 的 圆 反 时针 方向旋 转 。那么沿 线 某点 的 归 一化振幅 值 是 单 位矢量与 该 点的旋 转 反射系数矢量的叠加。如 图 3-2 （ a）所示。 图 3-2 同 样 ，由式（ 3-7）第二式可知， 单 位矢量和某点反射系数旋 转 矢 量的差，称 为该 点的 归 一化 电 流矢量。将反射系数矢量旋 转 ，即可得 到沿 线归 一化 电 流的振幅分布。如 图 3-2（ b） 。 把 归 一化 电压 矢量和 电 流矢量画在同一个复平面上，如 图 3-2（ c ） 所示。 为归 一化 电压 和 归 一化 电 流矢量的相位差，它反映 该 点的 阻抗特性。将反射系数矢量大小随 ZL变 化并旋 转 就可以得到 终 接任意 负载时 沿 线 各点的 电压 、 电 流和阻抗分布 规 律。 四、阻抗圆图简介 在微波工程中， 经 常会遇到阻抗的 计 算和匹配 问题 。前面已 经 介 绍 了 终 接任意 负载 阻抗的无耗 线 上任意一点的阻抗可用如下式 进 行 计 算，但 由于是复数运算，非常麻 烦 。工程中常用阻抗 圆图 来 进 行 计 算，既方便， 又能 满 足工程要求。 为 了使阻抗 圆图 适用于任意特性阻抗的 传输线 的 计 算，故 圆图 上的 阻抗均采用 归 一化 值 。由式（ 3-7）可得 归 一化阻抗与 该 点反射系数的关 系 为 ： （ 4-1） （ 4-2） 式中 Z(z)和 Z L分 别为 任意点和 负载 的 归 一化阻抗； （ z ）和 2 分 别为 任意点和 负载 的反射系数。 根据上述基本公式，在直角坐 标 系中 绘 出的几 组 曲 线 称 为 直角坐 标 圆图 ；而在极坐 标 中 绘 出的曲 线图 称 为 极坐 标圆图 ，又称 为 史密斯（ smith）画 图 。其中以 smith 圆图应 用最广。 阻抗 圆图 是由等反射系数 圆 族、等 电 阻 圆 族、等 电 抗 圆 族及等相位 线 族 组 成。将等反射系数 圆 族、等相位 线 族、等 电 阻 圆 族和等 电 抗 圆 族 画在同一个复平面上，即得如附 图 4-1所示的阻抗 圆图 （ 电脑计 算用 图 ） 。工程上的等相位 线 不画出来， 仅 在外 圆标 上 电长 度和相角的 读 数。等 驻 波系数也不画出来，因 为实轴 CD为 | X|=0 的 轨 迹，即是波腹点或波 节 点的 轨 迹。波腹点的 归 一化 电 阻 值为驻 波系数，波 节 点的 归 一化 电 阻 值 为 行波系数，因此一个以坐 标 原点 为圆 心、 R MAX =为 半径的 圆 即 为 等 驻 波系数 圆 。 图 4-1 史密斯圆图 阻抗 圆图 有如下几个特点： （ 1） 圆图 上由三个特殊的点： 开路点（ D点）。坐 标为 （ 1， 0），此 时对应 于 R =， | X |=， =1， =， =0。 短路点（ C点）。坐 标为 （ -1， 0），此 时对应 于 R =0， | X |=0， =1， =， = 。 匹配点（ O点）。坐 标为 （ 0， 0），此 时对应 于 R =1， | X |=0， =0， =1（ 2） 圆图 上由三条特殊的 线 ； 圆图 上 实轴 CD是 | X |=0 的 轨 迹，其中 OD直 线为 电压 波腹点的 轨 迹， 线 上 R 的 读 数即 为驻 波系数 的 读 数； CO直 线为电压 波 节 点的 轨 迹， 线 上 R 的 读 数即 为 行波系数的 读 数；最外面的 单 位 圆为 R =0 的 纯电 抗 轨 迹，即 为 =1的全反射系数的 轨 迹。 （ 3） 圆图 上由两个特殊的面； 圆图实轴 以上的上半平面（即 X 0）是感性阻抗的 轨 迹； 实轴 以下的下半平面（即 X 0）是容性阻抗的 轨 迹。 （ 4） 圆图 上由两个旋 转 方向；在 传输线 上由 A点向 负载 方向移 动时 ， 则 在 圆图 上由 A 点沿等反射系数 圆 逆 时针 方向旋 转 ；反之在 传输线 上由 A点向 电 源方向移 动时 ， 则 在画 图 上由 A点沿等反射系数 圆顺时针 方向旋 转 。 （ 5）在 圆图 上任意点可以用四个参量 ： R 、 X 、 |及 来表示。注意 R 和 X 为归 一 化 值 ，如果要求它的 实际值须 分 别 乘以 传输线 的特性阻抗 Z0。 五、传输线阻抗匹配 5.1 阻抗匹配概念 阻抗匹配是传输线理论中的重要概念。在由信号源、传输线及负载组 成的微波系统中，如果传输线与负载不匹配，传输线上将形成驻波。有了 驻波一方面是传输线功率容量降低，另一方面会增加传输线的衰减。如果 信号源和传输线不匹配，既会影响信号源的频率和输出功率的稳定性，又 使信号源不能给出最大功率、负载又不能得到全部的入射功率。因此传输 线一定要匹配。匹配有两种：一种是阻抗匹配，使传输线两端所接的阻抗 等于传输线的特性阻抗，从而使线上没有反射波；另一种匹配是功耗匹配 ，使信号源给出最大功率。 设 信号源的内阻抗 为 Zg= Rg +jXg， 传输线 的 输 入阻抗 为 Zin= Rin + jXin ，如