高频小信号谐振放大器

1、第一章 高频小信号谐振放大器,1.1 LC选频网络,1.2 高频小信号调谐放大器,1.3 集中选频放大器,1.4 电噪声,1.1 LC选频网络,1.1.1 选频网络的基本特性,1.1.2 LC 选频回路,*1.1.4 双耦合谐振回路及其选频特性,1.1.3 LC 阻抗变换网络,LC选频网络由电感线圈和电容组成，当外界授予一定能量，电路参数满足一定关系时，可以在回路中产生电压和电流的周期振荡回路。若该电路在某一频率的交变信号作用下,能在电抗原件上产生最大的电压或流过最大的电流，即具有谐振特性，故该电路又称谐振回路。,谐振回路按电路的形式分为：,1.串联谐振回路 2.并联谐振回路 3.耦合谐振回路

2、,1.1 LC选频网络,用途：,1.利用他的选频特性构成各种谐振发大器 2.在自激振荡器中充当谐振回路 3.在调制、变频、解调充当选频网络,本章讨论各种谐振回路在正弦稳态情况下的谐 振特性和频率特性。,1.1.1 选频网络的基本特性,要求选频电路的通频带宽度与传输信号有效频谱宽度相一致。理想的选频电路通频带内的幅频特性,通频带外的幅频特性应满足,理想的幅频特性应是矩形，既是一个关于频率的矩形窗函数。,矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形,矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形,定义矩形系数K0.1表示选择

3、性：,2f0.7称为通频带 ：,显然，理想选频电路的矩形系数K0.1=1，而实际选频电路的矩形系数均大于1。,另外，为不引入信号的相位失真，要求在通频带范围内选频电路的相频特性应满足,即理想条件下信号有效频带宽度内的各频率分量都延迟一个相同时间，这样才能保证输出信号中各频率分量之间的相对关系与输入信号完全相同。,实际选频回路的相频特性曲线并不是一条直线，所以回路的电流或端电压对各个频率分量所产生的相移不成线性关系，这就不可避免地会产生相位失真，使选频回路输出信号的包络波形产生变化,1.1.2 LC 选频回路,串联 LC谐振回路,串联LC谐振回路,仿真,电容性,电感性,同样定义串联谐振回路端电流

4、的相位为,+ uC -,+ uL -,+ ui -,+ uR -,仿真,矩形系数:,=9.96,仿真,并联LC谐振回路,并联 LC谐振回路,仿真,+ ui -,电感性,电容性,仿真,同样定义并联谐振回路端电压的相位为,+ ui -,仿真,仿真,例1 设一并联谐振回路，谐振频率f0=10MHz，回路电容C50pF，试计算所需的线圈电感L。又若线圈品质因素为Q100，试计算回路谐振电阻及回路带宽。若放大器所需的带宽为0.5MHz,则应在回路上并联多大电阻才能满足要求？,解：（1）计算L值,（2）回路的谐振电阻和带宽,（3）求满足0.5MHz带宽的并联电阻,设回路并联电阻为 ，回路有载品质因数为,将

5、已知条件带入，可得：,返回,+ ui -,电感性,电容性,电容性,电感性,Q2 Q1,O,Q1,Q2,或,同样定义并联（串联）谐振回路端电压（电流）的相位为,+ ui -,+ uC -,+ uL -,+ ui -,+ uR -,例2(习题1.2)：串联回路如下图所示。,信号源频率 f=1MHz。,电压振幅 V=0.1V。 将1-1端短接，电容C 调到 100pF时谐振。此时，电容 C 两端的电压为10V。,如1-1端开路再串接一阻抗 Z （电阻和电容串联），则回路 失谐，电容 C 调到200pF时重新谐振。此时，电容 C 两端 的电压为2.5V。 试求：线圈的电感 L，回路品质因数 Q 以及未

6、知阻抗 Z 。,解：（1）计算L值,（2）空载品质因数和有载品质因数,电容：,（3）计算阻抗,回路的谐振电阻,1.1.3 LC 阻抗变换网络,二 变压器阻抗变换电路,假设初级电感线圈的圈数为N1，次级圈数为N2，且初次间全耦合(k=1)，线圈损耗忽略不计，则等效到初级回路的电阻RL上所消耗的功率应和次级负载RL上所消耗功率相等,从功率等效角度证明：,理想变压器无损耗：,二 变压器阻抗变换电路,可通过改变 比值调整RL的大小。,三 回路抽头的阻抗变换,+ ucb -,+ uab -,+ udb -,+ uab -,+ ucb -,+ uab -,+ udb -,+ uab -,iLiS ； iC

7、 iR,例4 应用部分接入法的选频电路,接入系数,对回路有载品质因数,影响明显减小。,仿真,例5 如图， 抽头回路由电流源激励, 忽略回路本身的固有损耗, 试求回路两端电压u(t)的表示式及回路带宽。,解 由于忽略了回路本身的固有损耗, 因此可以认为Q。 由图可知, 回路电容为,谐振角频率为,电阻R1的接入系数,等效到回路两端的电阻为,由于回路两端电压u(t)与i(t)同相, 电压振幅U=IR=2 V, 故,输出电压为,回路有载品质因数,回路带宽,例6 如图所示并联谐振回路，信号源与负载都为部分接入。已知RS、RL，并知回路参数L、C1、C2和空载品质因数Q0，求（1）fo与B ；（2）RL不

8、变，要求总负载与信号源匹配，如何调整回路参数？,题意分析：并联谐振回路是高频电路中的最基本、最重要的电路之一，掌握其基本参数与特性非常重要。对这些内容一定要十分熟练。本题的主要目的就是考查这部分内容。另外，题目考查的内容还有抽头接入回路、接入系数、阻抗变换和匹配的概念。在求带宽（通频带）时还要注意有载QL值和空（无）载Q0值的区别。,计算fo与B,再考虑有载时的情况。这里先不考虑信号源，设RL对回路的接入系数为p2 ，则:,把RL折合到回路两端，变为,对于 ，先考虑空载时的情况：,解：,回路本身的并联谐振电阻,因此，有载QL值为,iS ,RS ,L,C,Rp,a,b,若要使Rp与Rs匹配，即R

9、p=Rs，需调整Rp。由于RL不变，Rp中可调整的参数有p1、p2、Q0和L。但实际上L及Q0一般不变，而且回路f0也不能变。,2. 设信号源对回路的接入系数为p1，则总负载折合到信号源处为：,讨论：一般地，阻抗变换时，由回路的低端折合到高端（部分接入到全接入）电阻增加，即除以p2（因为p通常不大于1）。反之，乘以p2。计算这类题目时，要特别注意所有负载对Q值、通频带等参数的影响。,因此，可通过调整p1和p2来实现。调整p1就是调整L的抽头位置，调整p2就是调整C1和C2。需要注意的是，调C1和C2时要保持C不变。,*1.1.4 双耦合谐振回路及其选频特性,仿真,us,us,is,is,is,

10、is,+ u2m -,+ u2m -,1.2 高频小信号调谐放大器（high frequency small signal amplifiers）,概述,1.2.1 晶体管的高频小信号等效模型,1.2.2 高频小信号调谐放大器,1.2.3 高频调谐放大器的稳定性,1.2.1 晶体管的高频小信号等效模型,+ u1 -,+ u2 -,二 Y参数等效电路,+ ube -,+ uce -,1.2.2 高频小信号调谐放大器,仿真,+ u54 -,+ u31 -,+ u21 -,+ u54 -,+ u31 -,+ u21 -,yL,+ u54 -,+ u31 -,+ u31 -,p1yfeube,p1yf

11、eube,+ u31 -,+ u31 -,解：（1）由于,为回路的总电容，R为回路的总电阻。,R包括三个部分组成：回路本身的损耗以及三极管输出电阻和后级输入阻抗等效到回路中的损耗。回路本身的损耗，即回路本身的并联谐振电阻为,晶体管输出电阻折合到回路两端的电阻为,下一级输入电阻折合到回路两端的电阻为,则回路两端总电阻为,同样，可以求得回路总电容为：,因此,（2）谐振时的电压增益为,讨论：本题中回路中的总电容是由回路本身的电容C以及三极管的输入电容、输出电容分别折合到回路中构成的，应注意电容的折合与电阻、电感是不同的；回路的总电阻包括回路本身的谐振电阻以及三极管的输入电阻、输出电阻分别折合到回路中

12、三个部分。在不同的应用时，等效所包含的内容是不一样的，应具体问题具体分析。,（3）,三、多级单调谐放大器,（2）n级放大器的矩形系数,图示电路为一单调谐回路中频放大器，晶体管3DG6C 的直流工作点是 V CE 8V， I E 2 mA；工作频率 f 0 10.7 MHz；调谐回路采用中频变压器L 13 4H， Q 0 100，其抽头为 N 12 5 圈， N 13 = 20圈， N 45 = 5圈。已知晶体管参数如下： g ie 2860 S； C ie 18 pF ；goe 200S； C oe 7pF； y fe 45mS； fe 54 o；y re 0.31 mS； re 88.5 o

13、 试计算放大器的： 1）单级电压增益 A v0 ；2）单级通频带2 f 0.7 ；3）四级的总电压增益（A V0 ）4 4）四级的总通频带 （2 f 0.7）4 5）如四级的总通频带 保持和单级的通频带2f 0.7 相同， 则单级的通频带应加宽多少？四级的总电压增益下降多少？此时，单级放大器的负载回路应并联上一个多大的电阻？,1.2.3 高频调谐放大器的稳定性,实际上yre0，即输出电压可以反馈到输入端，引起输入电流的变化，从而可能使放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大，且在相位上满足正反馈条件，则会出现自激振荡现象。,1. 共发射极放大器的最大稳定增益,ube,uce,由于内反馈的存在，在放

14、大器的输入端将产生一个反馈电压ube，定义稳定系数S:,Sube(j)ube(j),ube(j)= - yreuce/ (YS+ yie)= - yreuce/ y1 uce(j)= - yfeube/ (yL+ yoe)= - yfeube/ y2,Sube(j)ube(j)= y1 y2/ yfeyre,当晶体管的工作频率远低于特征频率fT时:,yfe|yfe|gm ,yrejCbc，re90o,经推导得放大器的电压增益与稳定系数S的平方根成反比:,当取S=1时，称为临界稳定，其电压增益称为临界稳定电压增益。,实际中常取S=5，此时电压增益称为最大稳定增益。即为,Sube(j)ube(j)

15、= y1 y2/ yfeyre,当S为正实数时，表明ube(j)ube(j)同相，满足自激振荡的相位条件。,当|S |1时，|ube(j)| ube(j)|，不满足振幅条件，放大器不会自激；当|S |1时，放大器不稳定。,为使放大器远离自激状态而稳定地工作，单级放大器通常选|S |510。,2. 提高放大器的稳定性的方法,一是从晶体管本身想办法，减小其反向传输导纳yre的值。,二是从电路上设法消除晶体管的反向作用，使它单向化，具体方法有中和法与失配法。,中和法通过在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路(中和电路)，来抵消晶体管内部参数yre的反馈作用。,具体线路：,用一个电容C

16、N来抵消yre的虚部(反馈电容)的影响，就可达到中和的目的。,固定的中和电容CN只能在某一个频率点起到完全中和的作用，对其它频率只能有部分中和作用。中和电路的效果很有限。,电桥平衡时，CD两端的回路电压 不会反映到AB两端, 即对应两边阻抗之比相等。,例,失配法,信号源内阻不与晶体管输入阻抗匹配，晶体管输出端 负载阻抗不与本级晶体管的输出阻抗匹配。,原理：由于阻抗不匹配，输出电压减小，反馈到输入 电路的影响也随之减小。使增益下降，提高稳定性。,使Yi = yie，即使后项0，则必须加大YL,晶体管实现单向比，只与管子本身参数有关，失配法 一般采用共发一共基级联放大.,则,中和法与失配法比较 中

17、和法： 优点：简单，增益高 缺点： 只能在一个频率上完全中和，不适合宽带 因为晶体管离散性大，实际调整麻烦，不适于 批量生产。 采用中和对放大器由于温度等原因引起各种参 数变化没有改善效果。 失配法： 优点：性能稳定，能改善各种参数变化的影响； 频带宽，适合宽带放大，适于波段工作； 生产过程中无需调整，适于大量生产。 缺点：增益低。,1.3 集中选频放大器,1.3.1 集中选频放大器的组成,第二种形式,第一种形式,1.3.2 集中选频滤波器,1） 石英晶体的物理特性： 石英是矿物质硅石的一种（也可人工制造），化学成分是SiO2，其形状为结晶的六角锥体。图(a)表示自然结晶体，图(b)表示晶体的

18、横截面。为了便于研究，人们根据石英晶体的物理特性，在石英晶体内画出三种几何对称轴，连接两个角锥顶点的一根轴ZZ，称为光轴，在图(b)中沿对角线的三条XX轴，称为电轴，与电轴相垂直的三条YY轴，称为机械轴。,1 石英晶体滤波器,沿着不同的轴切下，有不同的切型，X切型、Y切型、AT切型、BT、CT等等。 石英晶体具有正、反两种压电效应。当石英晶体沿某一电轴受到交变电场作用时，就能沿机械轴产生机械振动，反过来，当机械轴受力时，就能在电轴方向产生电场。且换能性能具有谐振特性，在谐振频率，换能效率最高。,石英晶体和其他弹性体一样，具有惯性和弹性，因而存在着固有振动频率，当晶体片的固有频率与外加电源频率相

19、等时，晶体片就产生谐振。,2）石英晶体振谐器的等效电路和符号,石英片相当一个串联谐振电路，可用集中参数Lq、Cq、rq来模拟，Lq为晶体的质量（惯性），Cq 为等效弹性模数，rg 为机械振动中的摩擦损耗。,右图表示石英谐振器的基频等效电路。 电容C0称为石英谐振器的静电容。其容量主要决定于石英片尺寸和电极面积。 一般C0在几PF 几十PF。式中 石英介电常数，s 极板面积，d 石英片厚度,C,0,r,q,C,q,L,q,J,T,b,a,r,q,L,q,C,q,C,o,a,b,石英晶体的特点是： 等效电感Lq特别大、等效电容Cq特别小，因此，石英晶 体的Q值 很大，一般为几万到几百万。这是 普通

20、LC电路无法比拟的。 由于 ，这意味着等效电路中的接入系数很小, 因此外电路影响很小。,3）. 石英谐振器的等效电抗（阻抗特性） 石英晶体有两个谐振角频率。一个是左边支路的串联谐振角频率q，即石英片本身的自然角频率。另一个为石英谐振器的并联谐振角频率p。 串联谐振频率 并联谐振频率,显然,接入系数p很小，一般为10-3数量级，所以p与q很接近。,上式忽略 rq 后可简化为 当 = q时z0 = 0 Lq、Cq串谐谐振，当 = p，z0 = ，回路并谐谐振。 当 为容性。 当 时,jx0 为感性。其电抗曲线如上图所示。,并不等于石英晶体片本身的等效电感Lq。 石英晶体滤波器工作时，石英晶体两个谐

21、振频率之间感性区的宽度决定了滤波器的通带宽度。,必须指出，在q与p的角频率之间，谐振器所呈现的等效电感,2.陶瓷滤波器 利用某些陶瓷材料的压电效应构成的滤波器，称为陶瓷滤波器。它常用锆钛酸铅Pb(zrTi)O3压电陶瓷材料（简称PZT）制成。,这种陶瓷片的两面用银作为电极，经过直流高压极化之后具有和石英晶体相类似的压电效应。 优点：容易焙烧，可制成各种形状；适于小型化；且耐热耐湿性好。 它的等效品质因数QL为几百，比石英晶体低但比LC滤波高。,1) 陶瓷片的“压电效应”与“反压电效应”,2) 两端陶瓷滤波器（外形及符号）,两个谐振频率：,3）三端陶瓷滤波器,实物图：,3 声表面波滤波器(SAW

22、F),实物图：,声表面波滤波器应用实例：,V1是预中放部分，起前置放大作用； Z1为SAWF起集中选频作用； TA7680AP为彩电图像中频放大器IC。,1.4 电噪声,1.4.1 概述 1.4.2 噪声的来源和特点 1.4.3 噪声系数计算方法,1.4.1 概 述,噪声是一种随机信号，其频谱分布于整个无线电工作频率范围，因此它是影响各类收信机性能的主要因素之一。 干扰与噪声的分类如下： 干扰一般指外部干扰，可分为自然的和人为的干扰。 自然干扰有天电干扰、宇宙干扰和大地干扰等。 人为干扰主要有工业干扰和无线电器的干扰。 噪声一般指内部噪声，也可以分为自然的和人为的噪声。 本章主要讨论自然噪声，

23、对工业干扰和天电干扰只做简略的说明。,1.4.2 噪声的来源和特点,理论上说，任何电子线路都有电子噪声，但是因为通常电子噪声的强度很弱，因此它的影响主要出现在有用信号比较弱的场合，在电子线路中，噪声来源主要有两方面： 电阻热噪声和半导体管噪声，两者有许多相同的特性。,1 电阻的热噪声,电阻由导体等材料组成，导体内的自由电子在一定的温度下总是处于“无规则”的热运动状态，这种热运动的方向和速度都是随机的。 自由电子的热骚动在导体内形成非常弱的电流。,由于en呈现正态分布，所以又称其为高斯噪声,电阻热噪声作为一种起伏噪声，具有极宽的频谱，从零频一直延伸到10-13Hz以上的频率，而且它的各个频率分量

24、的强度是相等的。 这种频谱与白色光的光谱类似，因此将具有均匀连续的噪声叫做白噪声，电阻的热噪声就是一种白噪声。,1) 热噪声电压和功率谱密度,在单位频带内，电阻所产生的热噪声电压的均方值为,噪声功率谱密度,式中，k为玻耳兹曼常数，为1.3810-23 J/K；T为热力学温度，单位为K，,电阻热噪声等效电路,2) 线性电路中的热噪声,电阻热噪声通过两电阻串联, 热噪声通过线路电路,结论：对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度。,例：并联回路的热噪声,并联回路可以等效为Re+jXe（图（c）,现在看上述输出噪声谱密度与Re、 Xe的关系。,展开化简后得,对比

25、, 可得,结论：对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度。,输出端的均方噪声电压为,例9 求如图所示网络输出至负载电阻RL上的噪声功率和额定噪声功率。,题意分析：本题所涉及的网络为纯电阻网络，讨论噪声问题肯定是热噪声问题。从题意来看，是要求纯电阻网络的热噪声功率。热噪声功率与噪声均方电压或均方电流有关，计算十分简单。需要注意的是，均方噪声电压或电流是交流形式的均方值另外，ES为信号源而非噪声源。,解：网络总的等效电阻为,讨论：（1）对于纯电阻网络，各个电阻产生的热噪声大小等效为网络的总等效电阻产生的热噪声（包括均方噪声电压、电流或功率）。 （2）纯电阻网络

26、或电阻产生的最大噪声功率，即额定噪声功率为kTB。 （3）对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度，其均方噪声电压带宽由线性系统的带宽决定。,网络输出的噪声功率为,2 二极管的噪声,晶体二极管工作状态可分为正偏和反偏两种。 正偏使用时，主要是直流通过pn结时产生散粒噪声。 反偏使用时，因反向饱和电流很小，故其产生的散粒噪声也小，如果达到反向击穿（如稳压管），又分两种情况： 齐纳击穿二极管主要是散粒噪声，个别的有1/f噪声(闪烁噪声)。 雪崩击穿二极管的噪声较大，除有散粒噪声，还有多态噪声，即其噪声电压在两个或两个以上不同电平上进行随机转换，不同电平可能相差

27、若干个毫伏。 这种多电平工作是由于结片内杂质缺陷和结宽的变化所引起。 硅二极管工作电压在4V以下是齐纳二极管，7V以上的是雪崩二极管，4V7V之间两种二极管都有。 为了低噪声使用，最好选用低压齐纳二极管。,3 晶体三极管的噪声,晶体三极管的噪声是设备内部固有噪声的另一个重要来源。 一般说来，在一个放大电路中，晶体三极管的噪声往往比电阻热噪声强得多，在晶体三极管中，除了其中某些分布，如基极电阻rbb会产生热噪声外，还有以下几种噪声来源。,1).散弹（粒）噪声 在晶体管的PN结中（包括二极管的PN结），每个载流子都是随机地通过PN结的（包括随机注入、随机复合）。 大量载流子流过结时的平均值（单位时

28、间内平均）决定了它的直流电流I0，因此真实的结电流是围绕I0起伏的。 这种由于载流子随机起伏流动产生的噪声称为散弹噪声，或散粒噪声。,因为散弹噪声和电阻热噪声都是白噪声，前面关于热噪 声通过线性系统的分析对散弹噪声也完全适用。 这包括均 方相加的原则，通过四端网络的计算以及等效噪声带宽等。 晶体管中有发射结和集电结，因为发射结工作于正偏， 结电流大。 而集电结工作于反偏，除了基极来的传输电流 外，只有反向饱和电流（它也产生散弹噪声）。 因此发射 结的散弹噪声起主要作用，而集电结的噪声可以忽略。,晶体管中通过发射结的少数载流子，大部分由集电极收集，形成集电极电流，少数部分载流子被基极流入的多数载

29、流子复合，产生基极电流。 由于基极中载流子的复合也具有随机性，即单位时间内复合的载流子数目是起伏变化的。 晶体管的电流放大系数、只是反映平均意义上的分配比。 这种因分配比起伏变化而产生的集电极电流、基极电流起伏噪声，称为晶体管的分配噪声。 分配噪声本质上也是白噪声，但由于渡越时间的影响，响当三极管的工作频率高到一定值后，这类噪声的功率谱密度将随频率的增加而迅速增大。,2). 分配噪声,3). 闪烁噪声 由于半导体材料及制造工艺水平造成表面清洁处理不好 而引起的噪声称为闪烁噪声。 它与半导体表面少数载流子 的复合有关，表现为发射极电流的起伏，其电流噪声谱密度 与频率近似成反比，又称1/f噪声。

30、因此，它主要在低频 （如几千赫兹以下）范围起主要作用。 这种噪声也存在于 其他电子器件中，某些实际电阻器就有这种噪声。 晶体管 在高频应用时，除非考虑它的调幅、调相作用，这种噪声的 影响也可以忽略。,4 场效应管噪声 在场效应管中，由于其工作原理不是靠少数载流子的运 动，因而散弹噪声的影响很小。 场效应管的噪声有以下几个方面的来源： 沟道电阻产生的热噪声，沟道热噪声通过沟道和栅极电容的耦合作用在栅极上的感应噪声，闪烁噪声。 必须指出，前面讨论的晶体管中的噪声，在实际放大器 中将同时起作用并参与放大。 有关晶体管的噪声模型和晶体管放大器的噪声比较复杂，这里就不讨论了。,研究噪声的目的在于如何减少

31、它对信号的影响。 因此，离开信号谈噪声是无意义的。 从噪声对信号影响的效果看，不在于噪声电平绝对值的大小，而在于信号功率与噪声功率的相对值，即信噪比，记为SN（信号功率与噪声功率比）。 即便噪声电平绝对值很高，但只要信噪比达到一定要求，噪声影响就可以忽略。 否则即便噪声绝对电平低，由于信号电平更低，即信噪比低于1，则信号仍然会淹没在噪声中而无法辨别。 因此信噪比是描述信号抗噪声质量的一个物理量。,1.4.3 噪声系数计算方法,1 噪声系数的定义,噪声系数可由下式表示,设Pi为信号源的输入信号功率，Pni为信号源内阻RS产生的噪声功率，Po和Pno分别为信号和信号源内阻在负载上所产生的输出功率和

32、输出噪声功率,Pna表示线性电路内部附加噪声功率在输出端的输出。,描述放大器噪声系数的等效图,要描述放大系统的固有噪声的大小，就要用噪声系数，其定义为,已知噪声功率是与带宽B相联系的。 噪声系数与输入信号大小无关。定义：Pni为信号源内阻Rs的最大输出功率，为kTB 噪声系数的大小与四端网络输入端的匹配情况无关 噪声系数的定义只适用于线性或准线性电路,信噪比与负载的关系,设信号源内阻为RS，信号源的电压为US（有效值），当它与负载电阻RL相接时，在负载电阻RL上的信噪比计 算如下：,信号源内阻噪声在RL上的功率,在负载两端的信噪比结论： 信号源与任何负载相接本不影响其输入端信噪比，即无论负载为

33、何值，其信噪比都不变，其值为负载开路时的信号电压平方与噪声电压均方值之比。,在负载两端的信噪比,信号源在RL上的功率,用额定功率和额定功率增益表示的噪声系数,放大器输入信号源电路如图所示。 任何信号源加上负载后，其信噪比与负载大小无关，信噪比均为信号均方电压（或电流）与噪声均方电压（或电流）之比。,放大器的噪声系数NF为,Pasi和Pao分别为放大器的输入和输出额定信号功率，Pani和Pano分别为放大的输入和输出额定噪声功率，Gpa为放大器的额定功率增益。,以额定功率表示的噪声系数,2. 噪声系数的计算,额定功率, 又称资用功率或可用功率, 是指信号源所能输出的最大功率, 它是一个度量信号源

34、容量大小的参数, 是信号源的一个属性, 它只取决于信号源本身的参数内阻和电动势, 与输入电阻和负载无关, 如图所示。,（a） 电压源; （b） 电流源,放大器的噪声系数NF为,对于无源二端口网络，输出端匹配时，输出的额定噪声功率Pano= kTB, 所以噪声系数:,因为Pani= kTB,抽头回路的噪声系数,将信号源电导等效到回路两端, 为p2gS, 等效到回路两端的信号源电流为pIS, 输出端匹配时信号源的最大输出功率，即二端网络输出端最大功率为：,输入端信号源的最大输出功率,即二端网络最大输入功率为 ：,因此, 网络的噪声系数为,例10 求如图所示虚线所含网络噪声系数。,方法一：额定功率增

35、益法, US ,方法二：开路电压法（戴维南定理）, Un ,根据定义, 级联后总的噪声系数为,3. 级联网络噪声系数,式中, Pno为总输出额定噪声功率, 它由三部分组成: 经两级放大的输入信号源内阻的热噪声; 经第二级放大的第一级网络内部的附加噪声; 第二级网络内部的附加噪声, 即,按噪声系数的表达式, Pna1和Pna2可分别表示为,则,将上式代入定义，得,多级放大器噪声系数的计算,多级放大器噪声系数计算等效图,多级放大器的总噪声系数计算公式为：,从上式可以看出, 当网络的额定功率增益远大于1时, 系统的总噪声系数主要取决于第一级的噪声系数。 越是后面的网络, 对噪声系数的影响就越小, 这

36、是因为越到后级信号的功率越大, 后面网络内部噪声对信噪比的影响就不大了。 因此, 对第一级来说, 不但希望噪声系数小, 也希望增益大, 以便减小后级噪声的影响。,多级放大器的总噪声系数计算公式为：,例11 下图 是一接收机的前端电路, 高频放大器和场效应管混频器的噪声系数和功率增益如图所示。 试求前端电路的噪声系数(设本振产生的噪声忽略不计)。,解 将图中的噪声系数和增益化为倍数, 有,因此, 前端电路的噪声系数为,4 噪声温度 将线性电路的内部附加噪声折算到输入端, 此附加噪声可以用提高信号源内阻上的温度来等效, 这就是“噪声温度”。设 等效到输入端的附加噪声为Pna/GPa, 令增加的温度

37、为Te, 即噪声温度, 可得,这样,多级放大器的等效噪声温度为：,晶体管放大器的噪声系数,根据下图所示，共基极放大器噪声可得各噪声源在放大器输出端所产生的噪声电压均方值总和，然后根据噪声系数的定义，可得到放大器的噪声系数的计算公式,共基极放大器噪声等效电路,5 噪声系数与灵敏度,噪声系数是用来衡量部件(如放大器)和系统(如接收机)噪声性能的。 而噪声性能的好坏，又决定了输出端的信号噪声功率比(当信号一定时)。 同时，当要求一定的输出信噪比时，它又决定了输入端必需的信号功率，也就是说决定放大或接收微弱信号的能力。 对于接收机来说，接收微弱信号的能力，可以用一重要指标灵敏度来衡量。 所谓灵敏度就是保持接收机输出端信噪比一定时，接收机输入的最小电