同步整流技术培训

ByDQATerryWang2010-02-01Agenda目录一、传统二极管整流电路面临的问题开关电源损耗主要来源在低压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（UFRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。功率开关管高频变压器输出端整流管SBD(UF=0.4V)Uo(V)53.30.8PF/Po=UF/Uo(%)81250功率MOSFET（UF=0.1)Uo(V)3.31.81.5PF/Po=UF/Uo(%)35.556.66公式推导:忽略输出整流电路的开关损耗时,则PF/PO=UFIF/UOIO.

其中PF与PO分别为SBD的功耗及DC/DCPWM转换的输出功率.对于某些整流电路,如中点抽头全波整流电路,有IF=IO则有PF/Po=UF/Uo.即UF/Uo反映了功率比PF/Po的大小.典型MOS管与SBD导通压降比较同步整流技术概念同步整流管体内也有寄生二极管,其反向恢复电流引起的开关损耗

取决于当AK间电压变负向的时候运载电流大小,功率MOS管属于压控型器件,在导通时的伏安特性呈线性关系。作整流器用的功率MOS管,要完成整流功能,栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步，即具有同步整流特性同步整流技术特点2.高效整流特性1.同步整流特性三、同步整流的基本原理左图1为常用SR电路,其中VM1、VM2为功率MOS管.VD1、VD2为SBD.VM1、VD1组成SR1整流管;VM2、VD2组成SR2续流管.工作过程如下:当主开关管VM关断时,驱动1和2给出信号,使VM2导通,VM1关断,VM2起续流作用:当VM导通时,VM2关断,VM1开通,VM1起整流的作用.由于驱动信号传递和VM1、VM2栅极电压达到阈值电压Uth需要一定时间(死区时间),该时间内VM1和VM2尚未开通,则VD1和VD2分别导通或共同导通,以便提供电流通路基本原理根据SR工作原理,同步整流网络的功率损耗主要包括:①VD1和VD2的导通损耗;②VD1和VD2的反向恢复损耗;③VM1和VM2的导通损耗;④VM1和VM2的驱动损耗当开关频率>1MHz时,VM1和VM2的栅极驱动损耗占整流网络总损耗的主要部分;而开关频率<1MHz时,VM1和VM2的导通损耗占主导地位。低频情况下,应尽量减小VD1和VD2的导通时间,或消除VD1和VD2的导通,则电源效率会显著提高.而达到这一目的,关键是优化VM1和VM2的驱动波形,使其接近于方波,能快速地导通或关断VM1和VM2.VM1和VM2理想驱动波形如左图2.其中Uth1和Uth2分别为VM1和VM2的阈值电压(一般nchannelMOS管的为0.6V~1.4V).四、同步整流的类别和说明根据功率MOS2SR驱动形式的不同,得到如下同步整流器的分类图。它激式自激式交叉式感应式正激有源钳位式正激谐振复位式正激多谐振式电流感应式电压感应式√√交叉式同步整流器(CrossSR)定义:交叉式SR因为SR1、SR2的栅极和漏极通过主变压器交叉联接而得名.其特点:

SR管的驱动网络简单,利用主变压器次级的电压来实现SR管的开通与关断,无需附加驱动器和附加变压器。三种SR拓扑：根据变压器的去磁复位方式有:①正激谐振复位式(FRR);②正激有源钳位复位式(FACL);③正激多谐振复位式(FMRC).图5a利用主变压器的谐振复位原理:当开关频率超过一定范围(如500kHz),通过适当调整主变压器的励磁电感Lm,则Lm与开关管的寄生参数(如:输出电容Co)谐振的同时,使主变压器磁通复位.主变压器的复位时间Treset和谐振峰值Um受开关器件的寄生参数Co的影响,对策是在SR1管漏源极间并联一个合适的电容,以便适当降低谐振频率,使Um减小,Treset增大。C1的最优值是使Usec在主开关VMm开通时刻恰好回到零图5cSR管的驱动是谐振方式,其特点:①驱动损耗小(较适用于1MHz以上的变换器);②变换器效率低(其驱动波形与理想波形相差较大,肖管导通时间长(约为20%TS);③电压应力大,在500kHz以下无优势可言;④只能采用调频控制。四、同步整流的类别和说明感应式同步整流器(SensingSR)背景:

CrossSR的工作原理是利用主变压器次级电压Usec驱动SR管工作的,因而CrossSR的性能受Usec制约,可归纳为:①Usec峰值应满足SR管的安全范围,Uth<Usec<UGS(break).②CrossSR不能消除SBD的导通.即便是SR管驱动波形最好的FACLSR,肖特基二极管亦会导通,因其驱动波形不是方波.③当变换器是电流型输入、容性负载时,SR管的驱动信号不便从主变压器次级取出.因Usec的值主要由整流环节的状态决定.④Cross2SR在非隔离式变换器中不适用.VS2SR基本单元的工作原理:比较器1和比较器2的输出脉冲送到鉴相器3,若1的脉冲沿领先于2的脉冲沿,表明MOS管开通太早,此时3的D端输出,定时器4的输入电容Cin放电,则4的延时增长,以消除1对2的领先;若2的脉冲沿领先于1的脉冲沿,表明MOS管开通被延迟,此时3的U端输出,Cin充电,则4的延时缩短,以消除2对1的领先.经过上述的自动时延调整,就能实现“过零工作条件”,消除肖特基管的导通和反向恢复.目前该模块已芯片化.四、同步整流的类别和说明电压感应式同步整流器(VSSR)源于电流感应式同步整流器(CSSR).所谓CSSR是指SR管的驱动环节利用功率MOS整流管自身的电流状态来决定是否给出驱动信号,其原理如图6所示.CR2SR适用于电流型输入容性负载的开关变换器。16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的设计如下电路是一种正激/隔离式16.5WDC／DC电源变换器,其方案采用DPA－Switch

:DPA424R,DCIN36～75V,输出为3.3V/5A,输出功率为16.5W.采用400kHz同步整流技术,显著降低了整流器的损耗.当VIN为48V时,电源效率η=87％.该变换器具有完善的保护功能:包括过电压／欠电压保护,输出过载保护,开环故障检测,过热保护,自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲与分立元器件构成的电源变换器相比,可简化电路设计:由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1用来设定欠电压值（UUV）及过电压值（UOV）,取R1=619kΩ时,UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V,UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V.当输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比,防止磁饱和R3为极限电流设定电阻,取R3=11.1kΩ时,所设定的漏极极限电流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A.电路中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用,能确保高频变压器磁复位该电源采用漏－源通态电阻极低的SI4800型功率管做整流管,其UDS(max)=30V,

UGS(max)=±20V,Idmax=9A（25℃）或7A（70℃）,峰值漏极电流可达40A,最大功耗为2.5W(25℃)或1.6W(70℃).SI4800的导通时间tON=13ns(包含导通延迟时间td(ON)=6ns,上升时间tR=7ns)关断时间tOFF=34ns(包含关断延迟时间td(OFF)=23ns,下降时间tF=11ns),跨导gFS=19S.工作温度范围是－55～＋150℃.SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏－源极之间（负极接D,正极接S）,能对MOS功率管起到保护作用.VD的反向恢复时间trr=25ns。五、典型电路实例分析功率MOS管与双极型晶体管不同,其栅极电容CGS较大,在导通之前首先要对CGS进行充电,仅当CGS上的电压超过栅－源开启电压〔UGS(th)〕时,MOS管才开始导通.对SI4800而言,UGS(th)≥0.8V.为了保证MOS管导通,用来对CGS充电的UGS要比额定值高一些.而且等效栅极电容也比CGS高出许多倍。SI4800的栅－源电压（UGS）与总栅极电荷（QG）的关系曲线如图7所示.由图7可知QG=QGS＋QGD＋QOD（1）式中：QGS为栅－源极电荷；QGD为栅－漏极电荷，亦称米勒（Miller）电容上的电荷；QOD为米勒电容充满后的过充电荷。当UGS=5V时,QGS=2.7nC,QGD=5nC,QOD=4.1nC,代入式（1）中,总栅极电荷QG=11.8nC.等效栅极电容CEI等于总栅极电荷除以栅－源电压,即CEI=QG／UGS（2）将QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中,可计算出等效栅极电容CEI=2.36nF.需要指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即CEI>>CGS）,因此,应按CEI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流IG（PK）.IG（PK）等于总栅极电荷除以导通时间.即IG=QG／tON（3）将QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的IG(PK)=0.91A。同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V2的栅极负载。同步续流管V1直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD2截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组的输出经过VD1和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。输出电压经过R10和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。R7、VD3和C3构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R7给C3充电，C3上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中，输出电压是缓慢升高的，最终达到3.3V的稳定值。五、典型电路实例分析六、同步整流的功率MOSFET最新进展同步整流驱动器SP6019是一颗智能型的控制IC，其能够模拟整流管的开关时序，在搭配SRMosfet(低导通电阻)以节省在整流回路上的损耗。SP6019的同步信号是抓取SRMosfet上的泄极到源极的电压信号(Vds)，再透过内部的dV/dt的负缘判断电路来启动SP6019的动作开启点，这样的判断方式可以容易的让SP6019使用于不连续的工作模式(DCMmode)。SP6019内部有预测式控制判断电路，可以让SP6019输出驱动信号于二次测的续电流结束前提前截止。还可利用外接电容可以调整提前截止的时间(死区时间deadtime)以避免SRMosfet交越。2.同步驱动工作原理七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析设计原理图七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析3.1输入电压与输入电压拴锁：若SP6019Pin7Vdd串接5.1R其工作电压可工作10.5~16V间，最大的静态输入电压为17V；建议在输入电压端点对地并接电容10uf，当SRMosfet越多时所需的外挂电容值越大.输入电压拴锁为拴锁启动电压,约为10.5V左右。3.2同步信号的抓取：SP6019是抓取SRMosfet上的泄极到源极的电压信号(Vds)，且PIN8SYNC内部箝制电压约为5V、所以我们利用两个电阻来线性分压取得同步信号。3.3负缘判断控制说明：SP6019内部有两的电压比较器3.9V与0.9V，当SRMosfetVds在负缘时SP6019会计算通过3.9V到0.9V的时间、如果计算的时间在所定的RT时间内就触发SP6019PIN6MOSG-C。这样的控制法可以避免在无次极侧续流电流时误触发。图四：3.4预测式控制说明：在SP6019内部的预测式控制电路，会计算周期启动时间以步阶的方式调整启动时间。且预设波形与真实的SRMosfetVds做比较以避免有交越的动作.可利用PIN2Pred外加电容对地来增加死区时间deadtime.图五5.5动态调整控制说明：在SP6019内部的动态调整控制电路，会计算每周期启动时间地变化;当下一周期PWMon_time；T2-T1>600ns时，SP6019会立刻的将PIN6输出工作缩减至1us，以保护SRMosfet不会交越动作。图六：3.工作说明七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析续流管Q13Vgs和Id波形整流管Q12Vgs和Id波形死区时间1.46us死区时间5.38us改变C601容值560/50V151/50V4.死区时间及双管导通分析七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析Q13Vds和IdQ12Vgs和IdQ13Vgs和IdQ12Vgs和Id七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析预置同步信号抓取八、同步整流典型案例分享案例背景主板通电后Q1A06601炸机频繁发生(右图),立案分析如下:分析过程1.首先量測AO6601pin1(lowsidegate)以及pin3(highsidegate)waveform-

右图Ch1黃色的部份是highside,Ch2藍色的部份是lowside,ch3是Vin的部份(紫色)分析:可以看到不管是highside或是lowside皆有induce電壓堆疊的作用當highside及lowside關掉的時候。

Highside彈起約1.8V但在lowside彈起的同時(lowsid