《单相MMC的调制策略原理及实现方法分析综述》3700字

单相MMC的调制策略原理及实现方法分析综述多种高电压水平信号变换器通常可以同时具备多种类的调制技术策略,根据第1章的实例分析,并非说不是所有用于多种高电压水平时的调制技术策略都必须是一种可以直接用来作为调制mmc的一种调制技术策略,常见于作为mmc的多种调制技术策略主要可以包括三种:较低载波逼近移相时的调制技术策略、载波层叠时的调制技术策略以及最近一个较高电平载波逼近时的调制技术策略。1.1载波移相调制载波水平移相变换调制处理策略(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)的一个基本原理也就是两单相电路水平移相变换器的cpspwm移相调制以该技术的作为为其基础,采用了在两个水平不同位置上通过多相电路移相调制的载波与不同等腰三角形的载波之间相位不同、频率和幅度比值相同的等角三腰式波与双相三角载波相位的对应方式进行移相比较,进而可产生与载波数量相同的PWM脉冲,然后将这些PWM脉冲叠加,形成多电平波形[12]。mmc每个桥臂上都包含有n个子模块,在cps-pwm中是以一个桥臂上的所有子模块作为其调制对象,其上一个桥臂的所有调制波分别记作为upr,下一个桥臂的所有调制波分别记作为unr,上、下一个桥臂的所有调制波初相位之差为π,每一个桥臂上的三角载波记为upci(i=1,2..n),下桥臂的三角形载波定义为unci(i=1,2...n),三角载波的周期定义为tc,上一路桥臂第1路三角载波的初相位定义为,则每路三角载波的初相位定义为;下桥臂第i路三角载波与上桥臂第i路载波相差Tc/2,即二者相位相反。上桥臂各个子模块之间产生pwm逻辑电平的计算方法主要是将调制波upr与三角载波upci进行比较,比较结果以该桥臂上第i个子模块的开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该电平的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将一组调制波与每一组三角形载波直接进行比较得到的结果相加,则即可以输出到n+1电平效果;下桥臂各电源模块启动器和开关管的触发脉冲相同,将调制波unr与三角形载波unci作一个比较,比较的结果作为该桥臂上第i个子模块开关管VT1的触发脉冲逻辑,将该触发脉冲逻辑取反加死区作为开关管VT2的触发脉冲逻辑。将调制信号波与各路三角形载波直接进行比较所得结果进行计算,则可输出得到N+1电平的效果[13]。在实际中根据电路设计需要,触发脉冲逻辑或为高电平有效,或为低电平有效,若取高电平有效,则当ur>uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平;若取低电平有效,则当ur,<uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,此时开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平。根据式(2-13)和式(2-15)可知,CPS-PWM应用于MMC时，其上、下桥臂中的每个子模块各自承担1/N的桥臂电压，即可得到上桥臂各子模块和下桥臂各子模块的调制波分别为:uprunr以一个桥臂为例进行说明，图3-1为载波移相调制原理图，图3-1中，子模块数量N等于4，第1路三角波的初相位为0，4路三角载波相位依次相差T/4。图3-1载波移相调制原理图1.2载波层叠调制载波层叠调制策略(carrierstackedpulsewidthmodulation,cs-pwm)的主要基本原理之一就是通过采用同一路载波调制波与垂直位置上的多路幅值和脉冲周期相同但脉冲数量相位不同的三角载波相互进行比较,进而使得可以直接产生与载波脉冲数量相同的pwm脉冲,然后将这些pwm脉冲进行叠加,形成了多电平的波形。按照各路载波初相位不同,可将载波层叠方式分为:同相载波层叠、正负反相载波层叠和交替反相载波层叠[14]。根据载波层叠混合调制表现方式的不同,载波层叠的混合调制表现方式大致可以细分为三种载波层叠混合调制的表现方式,如下下图3-2所示,图(a)中一种表现的方式是一种相同两路载波进行层叠混合调制的一种方式,其所有两路载波的层叠频率和幅度相位都相同;如下图(b)为正负相互相对反相两路载波进行层叠混合调制的一种方式,其所有两路载波以上的水平垂直轴对称,水平垂直线轴以上所有两路载波的频率相位与其他水平垂直线轴以下所有两路载波的频率相位正好基本相反;其中如下图(c)为一个互相交替的正负反相层叠调制载波模型,其每负一路载波的初频与相位和其他正负相邻两路载波的初频和相位恰好完全基本相反。根据本文实例分析统计结果得以可知,基于两种同相频率载波信号层叠频率调制的信号输出处理结果最佳,因此本文主要选择了基于同相信号载波频率层叠信号调制输出作为同相载波信号层叠调制模型下的一种调制输出策略。同相载波层叠调制正负反相载波层叠调制交替反向载波层叠调制图3-2载波层叠调制的三种方式mmc每个桥臂上都包含一个n个子模块,在cs-pwm中,以一个桥臂上的所有子模块作为其调制对象,将其上一个桥臂的所有调制波记作upr,下一个桥臂的所有调制波记作unr,上、下一个桥臂的所有调制波初相位之差定义为π,每一个桥臂上所有三角载波记作upci(i=1,2,..n),下桥臂的三角形载波定义为unci(i=1,2...,N),三角载波的周期为Te,.上和下桥臂所有两个三角载波的初始和相位计算公式相反定义是因为,下桥臂所有的两个三角反射载波与上和下桥臂所有三角载波的最初相位公式相反[15]。上桥臂各个子模块之间产生pwm逻辑电平的计算方法:将调制脉冲波upr与三角载波upci电平作一个比较,比较结果可以用来作为该桥臂上第i个子模块的开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该电平的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将一组调制波与每一组三角形载波直接进行比较所得结果进行计算,则即可以输出n+1电平效果;下一段桥臂各个子模块开关管的触发脉冲逻辑如下同理,将调制波unr与三角载波unci作数据进行比较,比较结果可以作为该一段桥臂上第i个子模块开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该子模块的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将调制波和每路三角形载波直接进行比较所得结果并加,则可输出得到N+1电平的效果[16]。另外,也可以将上桥臂第i个子模块经过载波层叠调制得到开关管VT1和VT2的PWM逻辑电平取反,作为下桥臂第i个子模块开关管VT1和VT2的PWM逻辑电平,该方法可以将系统控制所需的调制波和三角载波数量减少一半,节约实验平台控制器的资源。在实际中根据电路设计需要,触发脉冲逻辑或为高电平有效,或为低电平有效,若取高电平有效,则当ur>uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平;若取低电平有效,则当ur<uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平[17]。根据CS-PWM原理以及结合式(2-13)和式(2-15)可得到CS-PWM的调制波为:u(3-2)u以一个桥臂为例进行说明，图3-3为载波层叠调制原理图，图3-3中，子模块数量N等于等于4，三角波的初相位为0。图3-3载波层叠调制原理图1.3最近电平逼近调制最近电平逼近调制策略(NearestLevelModulation,NLM)的阶梯波基本原理之一就是通过阶梯波的电平逼近,在不需要考虑子模块冗余的情况下,根据实时参考调制波,使mmc桥臂_上各个子模块同时工作在投入的状态或者是切除的状态,使上、下两种桥臂中,工作在各自投入的状态下各子模块的数量按式(2-1)进行变化,以阶梯波为基础来逼近正弦波[18]。各桥臂子模块的数量相对较多,则通过调制所获得的电平数目相对较多,进而计算获得的阶梯波波形越来愈接近于正弦波,已经有一些研究结果表明,当多电平变换器的输出电压电平个数超过21电平时,采用该模块调制策略时,输出电压中的频率和谐波含量相对较少,变换器具备了较好的输出特点和性能。MMC每个桥臂上有N个子模块,在NLM中,以一个桥臂上的所有子模块作为调制对象,确定每个桥臂中各个时刻需要工作在投入状态的子模块数量,该过程是通过四舍五入取整函数完成的,然后再结合相应的子模块电容电压均衡控制方法,确定具体需要哪些子模块需要工作在投入状态,哪些子模块需要工作在切除状态,进而确定每个子模块中VT1、VT2开关管的开关状态,则输出波形就呈阶梯波规律变化[19]。最近电平调制策略主要用于各种子模块和桥臂数量相对较多的应用场合,目前已经将这种调制策略广泛地应用于mmc的一些实际应用场合中,其每一个桥臂的子模块数量大约高达数百个。基于nlm策略,上、下两种桥臂都需要进行投入状态下的子模块数量计算公式列表如下,Np_onNn_on式中，N是每个桥臂上的子模块数量;Np_on和Nn_on分别是MMC.上、下桥臂需要工作在投入状态的子模块数量;round函数表示四舍五入取整函数;u是交流侧输出的正弦电压;Uc_ref是子模块电容参考电压，Ucref=UddN，Udc是直流侧电压[20]。图3-4为最近电平逼近调制的原理框图,为了能够通俗易懂地理解nlm,以一个高电平的桥臂为例对子模块进行了说明,子模块的数量n等于4,同时高电平有效,按照取整函数对调制波形做取整运算即可得到阶梯波的波形,通过式(3-3)的计算方法可得_上的桥臂各个时刻所需要的工作在调制波投入状态下的子模块数量,以图3-4中to时刻对上桥臂进行了说明,此时调制波的值约定义为-1.1,取整后的值为-1,则可以说明此时刻,上桥臂需要分别有3个子模块正常工作在下一次投入的状态,1个子模块正常工作在上一次切除的状态。图3-4最近电平逼近调制原理图结合上述三种常用于MMC