《模块化多通道电平开关变换器控制方法研究》20000字

MMC研究背景与意义以及研究现状和发展1.1研究背景和意义伴随着我国工业化城市的发展和人民群众生活水平质量的不断提高,缺乏清洁能源、温室效应及污染环境等一些问题愈演愈烈,化石燃料能源的开发和利用方式被过分地依赖,人类的健康生存与社会发展已被其他地区所严重威胁。所以未来电力系统技术的发展趋势是逐渐偏移到以太阳能、风力发电等为代表的可再生能源。由于新一代能源发电工艺具有较大的随机性、间歇性以及较好地远离负载中心的特征,导致可再生能源无法高比例接入电网。分布式直流电源转换系统被广泛称为以直流电压转换来源型输电转换器(voltagesourceconverter-highvoltagedirectcurrent,vsc-hvdc)电压作为技术基础的一种高压直流电源输电转换系统。经济的方式接入电网。因此可再生能源发电灵活接入电力系统的关键技术之一是高压直流输电系统。1954年,全球首条商务化运行的直流输电设备项目是在瑞士当地本土与哥特兰岛之间修建的一条高压直流输电设备线路。通过依靠交流电网传统的hvdc输电系统可以实现换相,所以hvdc输电系统也被称为以交流电网幻想变换器为主要技术基础的直流(linecommutatedconverter-highvoltagedirectcurrent,LCC-HVDC)输电系统。直流输电的发展因为HVDC输电系统对无功功率的控制能力较弱需要额外把无功补偿加入且易发生换相失败等问题也被限制。1990年,采用全控型功率器件构成的电压源型高压直流(VSC-HVDC)输电系统被来自加拿大UniversityofMcGill的Boon-TeckOoi教授首次提出[1]。VSC-HVDC系统把传输成本降低,使整个电网稳定性被改善并且复杂互联电力系统的可靠性也被提高了。电力电子器件的耐压水平使其远无法满足高压直流输电的需求,而模块化多电平变换器(MMC)的出现把传统电压源型变换器不足的问题有效解决了[2]。开关器件所需要承受的等效电压和应力由于mmc模块化结构设计被大大降低,同时因为每个子模块中的一个开关器件都是运行在较低的开关频率所以便能够在交流侧取得较高的等效开关频率,变换器的损耗被大大减小,并且因其在多电平上输出的谐波含量比普通开关的正弦波少,使其被高压大功率场合适用。1.2MMC的发展现状目前,世界上已经全部开始进入投运的a-mmc-hvdc机电工程如下图表1-1所示。2011年,西门子正式宣布开始对外投运作为全球首项a-mmc-hvdc隧道工程之一的即美国加州跨大洋海湾隧道工程(transbay海湾工程),MMC由此被正式运用工程实际。MMC变换器中子模块被ABB公司与压接技术相结合来研制了级联两电平变换器(CacadedTwo-LevelConverter,CTLC),其基本原理仍为MMC电路,单个模块耐压等级因耐压接技术被成倍提高。多条柔性直流输电工程基于CTLC被ABB公司建设[3]。2011年,上海南汇风电场项目正式投运,该项目直流侧电压士30kV、系统额定功率为18MW,主要被用于南汇风电场的并网,这是亚洲首条MMC-HVDC工程。随后,2014年,浙江舟山一座多端柔性直流示范工程在中国开工并正式投运,它已经成功把整个海岛之间实现了互联网络,这也使得它成为世界上段数最多的一座高端柔性直流输电工程。2018年,由中央和国家电网共同建设的张北四端张北柔性直流示范工程正式投运,其中输送侧供电容量3000mw,直流侧供电压力等级控制为土500kv,该示范工程已经被誉为世界上第一例直流电网工程[4]。表1-1部分在建或已投运MMC-HVDC工程投入时间工程容量(MW)直流电压(kV)建设目的2010TransBayCableProject(SIEMENS)400±200海上风电并网2011上海南汇柔性直流输电示范工程(国家电网)18±30风电场并网2013南澳多段柔性直流输电示范工程(南方电网)200±160海上风电并网2014INELFE(SIEMENS)2000±320电网互联黑启动2014InterconnectionsPoles4(ABB)700±500电网互联2014Sylwinl(SIEMENS)SkagerrakHVDC864±320离岸风电并网2014舟山多段柔性直流输电重大科技示范工程(国家电网)1000±200岛屿电网互联2015厦门柔性直流输电科技示范工程(国家电网)1000±320大城市供电2015BorWinl(ABB)400±150离岸风电并网2015NordBalt(ABB)700±300电网互联2017渝鄂柔直背靠背联网工程(国家电网)1000±350电网互联.2018CaithnessMorayHVDCLink(ABB)1200±320电网互联2018张北直流电网工程(国家电网)3000±500电网互联

大城市供电ULTRANET(SIEMENS)2000±380电网互联MMC为国内外的柔性直流输电工程发展新的机遇，更大容量，更高电压也逐步成为柔性直流输电的发展方向。除此之外在新能源并网、交流电网互联、直流输电工程、改善电能质量和交流电网互联中MMC都发挥了巨大作用。1.3MMC关键技术研究现状现今,海内外正在积极进行基于mmc的主要电容调节交流电压驱动控制单元技术的基本研究应用工作,基本研究内容主要包括:mmc子单元模块的基本结构、调节电压策略、子单元模块的应用电容预充电驱动控制、子单元模块的应用电容调节电压均衡驱动控制、环流控制以及子模块故障诊断及容错控制等。接下来会把MMC每项重要控制技术的研究现状进行简单介绍。1)MMC子模块结构子模块是作为mmc拓扑结构的一个基础和功率单元,mmc的输出性能与mmc拓扑结构中的一个基础和功率单元-子模块直接密切相关。所以,mmc出现后,许多专家和学者对mmc的子模块结构方法进行了进一步的探索,并且在经典子模块结构的基础之上,研究出很多被改造的子模块结构。如今我们所需深入研究的多个mmc子容器模块组合结构主要包括:基本的多个桥接方式子容器模块组合结构、直接并行串联的多个低电压水平子容器模块组合结构、多个高电压水平子容器模块和多个箝位器类型子集的模块组合结构[5]。2)调制策略调制战略影响着各个变换器工作状态及其输出特点,它们都是mmc的重要关键技术。多电平变换器具备多种调制的策略,如空间向量调制、多载波调制以及阶梯波调制。每种调制策略都可以用来作为mmc的调制策略,但是不同调制策略使用时会有限制要求。空间宽度向量直流脉冲磁场宽度基准调制设计策略(spacevectorpulsewidthmodulation,svpwm)就是从直流电动机的性能特点和使用角度上来考虑问题出发,以三相高频正弦直流电压器提供给直流电动机并在进行高频直流配电时所根据需要调制产生的一个宽度圆形旋转磁场宽度作为进行调制的宽度基准,通过控制逆变器在不同的功率开关管在运行时的状态下所根据需要调制形成的一个旋转磁场宽度来直接进行调制逼近一个圆形的旋转磁场,根据二者之间进行宽度比较的调制结果也就可以直接决定一个小型逆变器采用功率调制开关二极管的如何启动和功率开关管在运行时的状态,生成所调制需要的空间pwm向量脉冲[6]。该调制策略的优点是逆变器的直流电压利用率高且容易编程实现;缺点是不适合应用于输出电平数目较多的场合,一般不超过五电平。同时,如果当MMC为单相系统时,该调制策略则无法使用。多载波脉冲调制器的策略主要概念是通过双相带极性的pspwm载波调制器的策略进一步简化扩展而来,主要包括有单个载波上的移动单相上的脉冲载波宽度频率调制(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)和多个载波上的层叠移相脉冲载波宽度频率调制(carrierstackedpulsewidthmodulation,CS-PWM)。CPS-PWM所有载波在水平位置均匀分布,相邻载波相位差相等,共用同一路调制波。CS-PWM所有载波在垂直位置均匀分布,相邻载波相位相同或相反,共用同一路调制波。cps-pwm等效开关频率比较高,输出波形性能相对较好,但是开关损耗比较大,当mmc每个桥臂上的子模块数量比较多时,基于这种调制策略下的子模块进行电容与电压均衡的控制就会比较麻烦,参数整定比较困难。CS-PWM实现相对比较简单,等效开关频率即自身功率开关管的开关频率,直接应用于MMC时,MMC子模块电容电压自均衡困难,必须立刻进行均压控制[7]。阶梯波调制也被称为最近电平逼近调制(nearestlevelmodulation,nlm),是通过一个阶梯波函数来逐步逼近其中需要的一个正弦波。该方法采用的调制策略子模块的开关频率比较低,开关功率损耗比较小,但不太适合广泛应用于mmc桥臂上子模块数量少的情况,如果子模块数量少,则mmc输出性能就会很差,输出的波形中也会含有大量的谐波。因此,该调制策略通常用于每个桥臂级联有数十个甚至数百个子模块的HVDC工程应用[8]。1.4本文主要工作本文主要是针对单相模块化多电平变换器的环流控制技术和方法进行了研究,主要内容包括mmc的研究发展现状、调节策略、子模块电容预充电的控制技术、子模块电容电压均衡控制技术、环流控制方法以及实验平台设计等相关内容。为了更加详尽地阐述MMC的控制方法,则对每章节内容作如下安排:第1章首先概述多电平变换器研究的背景及意义，然后简单介绍一下国内外投运应用MMC的工程，最后介绍模块化多电平变换器的研究现状以及相关控制方法的研究进展。第2章主要是对单相模块化多电平变换器的工作原理与调制策略进行研究。首先详细介绍MMC的拓扑结构，并结合其拓扑结构详细说明MMC的工作原理以及推导MMC的数学模型。第3章主要分析说明多电平变换器调制策略的原理，之后详细分析应用于MMC的调制策略以及实现方法。第4章正在进行的功率电路设计与应用模块化主控制电路、辅助控制器电路、采样调理电路、PWM光纤传输电路以及总线接口电路等组成的控制系统。第5章是仿真分析。通过仿真和实验验证本文所研究的MMC调制方法的有效性。第6章主要内容是对自己在本文工作中的一些做法和实际工作中的情况重点进行了分析总结。2单相MMC的拓扑结构与工作原理2.1单相MMC的拓扑结构由于两种三相驱动mmc轮的工作时间均具有良好的运动对称性,且每相上、下一个驱动桥臂的整体工作运动原理相同,同时每相可独立控制,因此,本文选择将单相MMC作为研究对象。单相交流模块化多交流电平稳压变换器的电路拓扑基本结构如电路图2-1所示,其电路拓扑由上、下两个交流桥臂稳压电感组成连接电路组成,-般每个交流桥臂稳压电感都可以包含一组n或一个子电路模块和一个交流桥臂稳压电感,交流信号输入的一端可作为s/rl交流负载。MMC的桥臂电感可用于控制MMC系统环流,同时在系统发生短路时用于抑制短路所引起的过电流以及过电流上升率,进而避免损坏MMC子模块[9]。MMC每个桥臂上子模块的数量越多,则交流侧输出的电压电平数目越多,进而交流侧的输出结果更加接近正弦波。根据目前的技术研究进展,常用的子结构模块主体结构主要有全梁双桥半梁式子结构模块和全梁半桥式子结构模块,本文以子桥式模块结构作为主要的半梁全桥式主体结构模块进行了深入研究,其具体结构由两个开关管VT1、VT2串联,同时各自并联一-一个电力二极管VD1、VD2,之后再并联一个大电容C组成。图2-1单相模块化多电平变换器拓扑2.2单相MMC的工作原理子模块是mmc拓扑重要的组成部分,而子模块中各种功率开关元件的启动和开关运行状态也就决定着子模块的运行模式,进而决定MMC的运行状态。根据子模块中各种功率投入式开关元件的启动和开关运行状态,可以把子模块中各种工作状态大致划分为三种,分别是投入式状态、切除式状态和闭锁状态。闭锁状态只有当MMC系统出现故障时才会出现,此目的是为了保护MMC主电路不因系统故障而损坏[10]。根据各种流入和流出子模块的电流运行方向不同,则我们可将mmc子模块的各种工作状态大致划分为两种主要工作模式,因此,mmc子模块一般共有六种主要工作模式,如图2-2所示。规定当一个桥臂的电流由子模块a端口进行流入,b端口在此情况下流出,iarm>0;桥臂的电流由子模块b端口进行,a端口在b端口中流出时,i例如,当子模块工作在一个投入的状态,即vt1开关管自动打开、vt2开关管自动打闭时,且iarm例如,当子模块在一个投入的状态,即vt1开关管打启、vt2开关管闭合或打断时,且iarm当子模块工作在切除状态,即VT1开关管关断、VT2开关管开通时,且iarm例如,当子模块两个端口工作在一个被切除的状态,即vt1开关管被打断、vt2开关管被打通时,且iarm例如,当子电器模块的两个工作状态处于一个闭锁的工作状态,即每当vt1开关关闭二极管自动连续关断、vt2开关关闭三极器导管自动连续关断时,且iarm例如,当子模块的电容器工作于一个完全闭锁的状态,即vt1开关管与电容器的关断、vt2开关管与电容器的关断相连时,且iarm模式1模式2(a)投入状态模式3模式4(b)切除状态模式5模式6(c)闭锁状态图2-2MMC子模块的工作模式从上述MMC子模块的工作模式可知,子模块两个端口之间的电压UAB只有Uc和0两个电平。当子模块正常工作时,开关侧的电源管vt1和电源管vt2互补导通,此时通过控制电源的子模块将电源工作于一个投入或者是切除的状态,可以实现使交流侧输出相电压转换为多电平[11]。一般控制每相上、下桥臂中所有工作在一个投入状态的子模块数量之和应当等于每一个桥臂中的子模块数量,即mmc正常运行时,每相上、下桥臂中所有工作在一个投入状态的子模块数量都应满足:Np_on+Nn_on=N(2-1)其中，N为每个桥臂上子模块的数量，Np_on和Nn_on分别表示每相上、下桥臂工作在投入状态的子模块数量。2.3单相MMC的数学模型为了对MMC进行深入研究,需要建立其数学模型。MMC.上和下桥臂所有子电路模块总的单相电压都同样可以被等效地直接定义成作为-或-一个单相电压源un,下桥臂所有子电路模块总的单相电压都足以可等效地直接定义成作为-或-一个单相电压源un,各种单相电感都同样可以被等效地直接定义成作为一个单相电阻和一个单相电感的等效串联,则单相电阻mmc的等效串联电路基本结构如下见图2-3所示,对其列写KCL方程可得,交流侧电流i的表达式为式(2-2)。i=iparm-inarm(2-2)式中，iparm为上桥臂电流，inarm为下桥臂电流。定义环流的表达式为:izMMC环流仅在其相内和相间流动,以维持系统能量的平衡。将环流在上、下两个桥臂上平均地分配,则上、下两个桥臂的电流可以用下式表示。iparm=i2+iz(2-4)Inarm=−i2+图2-3单相MMC等效电路对图2-3所示的单相MMC等效电路列写KVL方程可得式(2-5),将式(2-5)中的两式相减可得式(2-6)。Udc(2-5)Uu=将式(2-4)代入式(2-5)中，并将式(2-5)中的两式相加，可得到:2∙由式(2-7)所述我们可知,环流驱动过程电路中的一个双向交流桥臂谐波器的分量可能会波动产生的主要波动原因也就是直流侧输出电压和上、下两个交流桥臂总线侧电压的之和大小不等,其主要原因表现在在mmmc各个交流桥臂高压电感上的交流压降。将式(2-2)代入式(2-6)可得式(2-8)，进一步得到交流侧等效电感和等效电阻分别为式(2-9)和式(2-10)。此时，单相MMC的简化等效电路如图2-4示。u=uReqLeq图2-4单相MMC的简化等效电路定义MMC的交流侧电动势为:e=u将式(2-8)可进一步简化为式(2-12)。则进一步得到单相MMC的简化等效电路模型如图2-5所示。u=R∙图2-5单相MMC的简化等效电路模型设变换器交流侧的输出相电压u为正弦波，则u=Um式中，Um为交流输出电压u的幅值;0为角频率。定义调制度m，由式(2-14)表示，0<m<1。m=2U式中，Ude为直流侧电压。当环流中的交流分量为零时，根据式(2-12)、式(2-13)和式(2-14)可得到，MMC上、桥臂的开关函数为:Smp(2-15)S通过上述分析，由式(2-15)可知，通过控制MMC.上、下桥臂的电压即可控制MMC的输出性能，而对MMC上、下桥臂电压的控制主要是通过相应的调制策略来实现的。3调制策略原理即实现方法多种高电压水平信号变换器通常可以同时具备多种类的调制技术策略,根据第1章的实例分析,并非说不是所有用于多种高电压水平时的调制技术策略都必须是一种可以直接用来作为调制mmc的一种调制技术策略,常见于作为mmc的多种调制技术策略主要可以包括三种:较低载波逼近移相时的调制技术策略、载波层叠时的调制技术策略以及最近一个较高电平载波逼近时的调制技术策略。3.1载波移相调制载波水平移相变换调制处理策略(carrierphaseshiftedpulsewidthmodulation,cps-pwm)的一个基本原理也就是两单相电路水平移相变换器的cpspwm移相调制以该技术的作为为其基础,采用了在两个水平不同位置上通过多相电路移相调制的载波与不同等腰三角形的载波之间相位不同、频率和幅度比值相同的等角三腰式波与双相三角载波相位的对应方式进行移相比较,进而可产生与载波数量相同的PWM脉冲,然后将这些PWM脉冲叠加,形成多电平波形[12]。mmc每个桥臂上都包含有n个子模块,在cps-pwm中是以一个桥臂上的所有子模块作为其调制对象,其上一个桥臂的所有调制波分别记作为upr,下一个桥臂的所有调制波分别记作为unr,上、下一个桥臂的所有调制波初相位之差为π,每一个桥臂上的三角载波记为upci(i=1,2..n),下桥臂的三角形载波定义为unci(i=1,2...n),三角载波的周期定义为tc,上一路桥臂第1路三角载波的初相位定义为,则每路三角载波的初相位定义为;下桥臂第i路三角载波与上桥臂第i路载波相差Tc/2,即二者相位相反。上桥臂各个子模块之间产生pwm逻辑电平的计算方法主要是将调制波upr与三角载波upci进行比较,比较结果以该桥臂上第i个子模块的开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该电平的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将一组调制波与每一组三角形载波直接进行比较得到的结果相加,则即可以输出到n+1电平效果;下桥臂各电源模块启动器和开关管的触发脉冲相同,将调制波unr与三角形载波unci作一个比较,比较的结果作为该桥臂上第i个子模块开关管VT1的触发脉冲逻辑,将该触发脉冲逻辑取反加死区作为开关管VT2的触发脉冲逻辑。将调制信号波与各路三角形载波直接进行比较所得结果进行计算,则可输出得到N+1电平的效果[13]。在实际中根据电路设计需要,触发脉冲逻辑或为高电平有效,或为低电平有效,若取高电平有效,则当ur>uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平;若取低电平有效,则当ur,<uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,此时开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平。根据式(2-13)和式(2-15)可知,CPS-PWM应用于MMC时，其上、下桥臂中的每个子模块各自承担1/N的桥臂电压，即可得到上桥臂各子模块和下桥臂各子模块的调制波分别为:uprunr以一个桥臂为例进行说明，图3-1为载波移相调制原理图，图3-1中，子模块数量N等于4，第1路三角波的初相位为0，4路三角载波相位依次相差T/4。图3-1载波移相调制原理图3.2载波层叠调制载波层叠调制策略(carrierstackedpulsewidthmodulation,cs-pwm)的主要基本原理之一就是通过采用同一路载波调制波与垂直位置上的多路幅值和脉冲周期相同但脉冲数量相位不同的三角载波相互进行比较,进而使得可以直接产生与载波脉冲数量相同的pwm脉冲,然后将这些pwm脉冲进行叠加,形成了多电平的波形。按照各路载波初相位不同,可将载波层叠方式分为:同相载波层叠、正负反相载波层叠和交替反相载波层叠[14]。根据载波层叠混合调制表现方式的不同,载波层叠的混合调制表现方式大致可以细分为三种载波层叠混合调制的表现方式,如下下图3-2所示,图(a)中一种表现的方式是一种相同两路载波进行层叠混合调制的一种方式,其所有两路载波的层叠频率和幅度相位都相同;如下图(b)为正负相互相对反相两路载波进行层叠混合调制的一种方式,其所有两路载波以上的水平垂直轴对称,水平垂直线轴以上所有两路载波的频率相位与其他水平垂直线轴以下所有两路载波的频率相位正好基本相反;其中如下图(c)为一个互相交替的正负反相层叠调制载波模型,其每负一路载波的初频与相位和其他正负相邻两路载波的初频和相位恰好完全基本相反。根据本文实例分析统计结果得以可知,基于两种同相频率载波信号层叠频率调制的信号输出处理结果最佳,因此本文主要选择了基于同相信号载波频率层叠信号调制输出作为同相载波信号层叠调制模型下的一种调制输出策略。同相载波层叠调制正负反相载波层叠调制交替反向载波层叠调制图3-2载波层叠调制的三种方式mmc每个桥臂上都包含一个n个子模块,在cs-pwm中,以一个桥臂上的所有子模块作为其调制对象,将其上一个桥臂的所有调制波记作upr,下一个桥臂的所有调制波记作unr,上、下一个桥臂的所有调制波初相位之差定义为π,每一个桥臂上所有三角载波记作upci(i=1,2,..n),下桥臂的三角形载波定义为unci(i=1,2...,N),三角载波的周期为Te,.上和下桥臂所有两个三角载波的初始和相位计算公式相反定义是因为,下桥臂所有的两个三角反射载波与上和下桥臂所有三角载波的最初相位公式相反[15]。上桥臂各个子模块之间产生pwm逻辑电平的计算方法:将调制脉冲波upr与三角载波upci电平作一个比较,比较结果可以用来作为该桥臂上第i个子模块的开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该电平的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将一组调制波与每一组三角形载波直接进行比较所得结果进行计算,则即可以输出n+1电平效果;下一段桥臂各个子模块开关管的触发脉冲逻辑如下同理,将调制波unr与三角载波unci作数据进行比较,比较结果可以作为该一段桥臂上第i个子模块开关管vt1的触发脉冲逻辑,将该子模块的触发脉冲逻辑选取反加死区域作为该开关管vt2的触发脉冲逻辑。将调制波和每路三角形载波直接进行比较所得结果并加,则可输出得到N+1电平的效果[16]。另外,也可以将上桥臂第i个子模块经过载波层叠调制得到开关管VT1和VT2的PWM逻辑电平取反,作为下桥臂第i个子模块开关管VT1和VT2的PWM逻辑电平,该方法可以将系统控制所需的调制波和三角载波数量减少一半,节约实验平台控制器的资源。在实际中根据电路设计需要,触发脉冲逻辑或为高电平有效,或为低电平有效,若取高电平有效,则当ur>uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平;若取低电平有效,则当ur<uci时,该桥臂上第i个子模块开关管VT1的PWM脉冲逻辑为高电平,开关管VT2的PWM脉冲逻辑为低电平[17]。根据CS-PWM原理以及结合式(2-13)和式(2-15)可得到CS-PWM的调制波为:u(3-2)u以一个桥臂为例进行说明，图3-3为载波层叠调制原理图，图3-3中，子模块数量N等于等于4，三角波的初相位为0。图3-3载波层叠调制原理图3.3最近电平逼近调制最近电平逼近调制策略(NearestLevelModulation,NLM)的阶梯波基本原理之一就是通过阶梯波的电平逼近,在不需要考虑子模块冗余的情况下,根据实时参考调制波,使mmc桥臂_上各个子模块同时工作在投入的状态或者是切除的状态,使上、下两种桥臂中,工作在各自投入的状态下各子模块的数量按式(2-1)进行变化,以阶梯波为基础来逼近正弦波[18]。各桥臂子模块的数量相对较多,则通过调制所获得的电平数目相对较多,进而计算获得的阶梯波波形越来愈接近于正弦波,已经有一些研究结果表明,当多电平变换器的输出电压电平个数超过21电平时,采用该模块调制策略时,输出电压中的频率和谐波含量相对较少,变换器具备了较好的输出特点和性能。MMC每个桥臂上有N个子模块,在NLM中,以一个桥臂上的所有子模块作为调制对象,确定每个桥臂中各个时刻需要工作在投入状态的子模块数量,该过程是通过四舍五入取整函数完成的,然后再结合相应的子模块电容电压均衡控制方法,确定具体需要哪些子模块需要工作在投入状态,哪些子模块需要工作在切除状态,进而确定每个子模块中VT1、VT2开关管的开关状态,则输出波形就呈阶梯波规律变化[19]。最近电平调制策略主要用于各种子模块和桥臂数量相对较多的应用场合,目前已经将这种调制策略广泛地应用于mmc的一些实际应用场合中,其每一个桥臂的子模块数量大约高达数百个。基于nlm策略,上、下两种桥臂都需要进行投入状态下的子模块数量计算公式列表如下,Np_onNn_on式中，N是每个桥臂上的子模块数量;Np_on和Nn_on分别是MMC.上、下桥臂需要工作在投入状态的子模块数量;round函数表示四舍五入取整函数;u是交流侧输出的正弦电压;Uc_ref是子模块电容参考电压，Ucref=UddN，Udc是直流侧电压[20]。图3-4为最近电平逼近调制的原理框图,为了能够通俗易懂地理解nlm,以一个高电平的桥臂为例对子模块进行了说明,子模块的数量n等于4,同时高电平有效,按照取整函数对调制波形做取整运算即可得到阶梯波的波形,通过式(3-3)的计算方法可得_上的桥臂各个时刻所需要的工作在调制波投入状态下的子模块数量,以图3-4中to时刻对上桥臂进行了说明,此时调制波的值约定义为-1.1,取整后的值为-1,则可以说明此时刻,上桥臂需要分别有3个子模块正常工作在下一次投入的状态,1个子模块正常工作在上一次切除的状态。图3-4最近电平逼近调制原理图结合上述三种常用于MMC的调制策略的原理和实现方法，对比总结三种调制策略的优缺点和应用场合如表3-1所示。表3-1不同调制策略对比调制策略优点缺点应用场合CPS-PWM开关频率固定，谐波性能好，子模块损耗

一.致性高，便于扩展不易实现冗余模块备用电平数相对较多的场合CS-PWM电压畸变率小子模块损耗一致性差

电容电压不易均衡电平数相对较少的场合NLM原理简单、电平数多时谐波水平很低电平数少时误差很大

且谐波水平高.电平数很多的场合，电平

数通常超过21电平4模块化多电平变换器的功率电路及控制电路设计4.1功率电路系统设计1)功率电路系统结构图4-1是功率电路实物图的接线图，图中KMx是接触器，都为常开开关，其中KM2和KM3是两开关联动的常开开关，KM1、KM2和KM3用于控制MMC系统启动预充电和正常工作之间的切换，KM4用于在系统停机时,对电路中所有电容放电;HVx是电压传感器，用于测量MMC各处的电压，包括子模块电容电压和交流侧输出电压;HCx是电流传感器，用于测量MMC桥臂电流和交流侧输出电流[21]。MMC功率电路中的桥臂电感以及子模块的开关管和电容参数对子模块电容电压波动大小、环流以及系统的运行安全有重要影响，因此需要对这些参数进行分析设计，设计方法如下。图4-1单相MMC实验平台功率电路接线图2)子模块电容参数设计MMC子模块电容大小会影响其电容电压波动，如果子模块电容过小，使其充放电过程过快，进而使其电压波动范围变大，会影响MMC输出性能以及系统安全性;如果子模块电容过大，则使其充放电过慢，会导致系统的动态性能会变差，同时电容容量越大，意味着电容体积越大，相对而言，成本也更高，此时当MMC每个桥臂上的子模块较多时，则子模块电容会使MMC系统的整体体积和成本大大增加[22]。因此,选择容量合适的子模块电容尤为重要。综合考虑以上因素，定量分析子模块电容大小与调制度、每个桥臂上子模块的数量、系统的功率大小以及子模块电容电压的波动系数等的数学关系，推导得到了MMC子模块电容值的计算公式为:C≥式中,为该电控系统所采用设计中的单相桥臂mmc的额定进入输出电流功率;n为一个在单相桥臂电路上的子容器模块的总数量;其值为子容器模块中一个电容器的参考值;。为子电路模块的输出电容量和电压所提供允许的频率波动。o为系统的偏心旋转角度和频率;为函数mmc的一个基本功率因子函数;m为调制度。由该式可计算得到子模块电容的最小值,进-步综合上述因素确定子模块电容的具体值[23]。MMC仿真模型直流母线电压为200V,后续做实验直流源最大也可达到200V。但是,设计MMC实验平台时，为了兼容后续实验，将直流母线电压提升至800V，即设计单相MMC的额定功率Pm=7.5kW;子模块电容电压的参考值Uc_ref=200V;设置其波动系数ε=5%,则波动量∆uc=10V;系统角频率∞=2πf=314rad/s;MMC的功率因数cos3)桥臂电感参数设计mmc每个桥臂上都有一个电感,该个谐波电感在mmc正常工作运行时,可以通过降低桥臂上电流的谐波含量,减小mmc的相间环流;在mmc系统中一旦发生短路故障时,桥臂的电感可以通过降低桥臂的电流增加和下降速度,从而降低短路故障的电流。分析得到,桥臂电感的计算公式为:L=U式中,为子电路模块的最大电容量为电压在模块允许的电流波动频率范围内的最高工作电压;m为协议可调度;fk为整流开关的工作频率;△iarm_max为流在该模块桥臂上的最大电流及其纹波最大波幅值,计算公式中的表示定义为:∆i式中，IN为交流侧输出电流额定值;UN为交流侧输出电压额定值;LC>在本系统设计中，子模块电容电压允许波动范围内的最大电压Uc_max=Uc_ref+∆Uc=210V;设计桥臂电流纹波系数2=35%,设计uN4)开关器件选型开关管是所有电力电子装置的核心部件,由于IGBT的优良性能以及适用场合,本实验平台所有开关管选用IGBT。首先要确定一个开关管的耐压等级,根据英飞凌公司自己编著的相关书籍《igbt模块:技术、驱动和应用》中所述的直流母线电压与开关管耐压等级之间对应的关系我们就可以分析得出,在直流母线的电压范围为800v时,器件的额定电压应该是选择1200v[25]。其次,需要首先确定一个开关管的电流额定值,选取的开关管电流额定值应该远远大于输出电路中的峰值输出电流,而在交换器中使用的功率开关管在输出时流过的峰值输出电流的计算公式如式(4-4)所示。峰值电流=系统容量根据(4-4)计算电流峰值为：I因此，应选择额定电流值大于23.2A的IGBT。参考上述计算值，根据IGBT型号,选择Semiconductor公司1200V/40A的单管IGBT，具体型号为FGL40N120AND。4.2控制电路系统设计本控制系统是采用了模块化的设计,控制系统可以分为:主要控制器电路板、辅助控制器电路板、采样调理电路板、PWM光纤传输电路板以及总线连接电路板,每个电路板有不同的功能以及电路系统[26]。主控制器的电路板主要目标就是以arm作为设计的核心,设计其中的最小控制系统以及与其他辅助控制器的电路板之间进行通讯的接口;辅助控制器的电路板主要特点就是以fpga作为设计的核心,设计其外围电路,包括最小控制系统、外部可扩展的模数转换器(analog-to-digitalconverter,adc)和数模转换器(digital-to-analogconverter,dac)、串口通信、pwm信号通过rj45网线接口与其它输出端口以及与其他电路板之间进行通信的接口或者数据传输的接口;pwm光纤传输电路板主要负责把从辅助控制器电路板传输出来的pwm信号,经过光纤传输发送端电路后再进行处理;采样调理电路板的功能是将电压电流传感器对采样得到的电压电流信号作出一个调理值,使信号的大小和幅值能够满足ADC的模拟输入要求,该电路板.上也设计有硬件过流保护电路,来保证MMC的安全可靠运行;总线连接板的作用是将所有控制电路板通过总线接口连接起来[27]。该控制电路系统可作为通用控制系统平台,不仅能够满足对MMC的控制,也可作为其它电力电子装置的控制系统。1)控制电路系统结构MMC有输出电平数目多等诸多优点,但是其控制系统相比传统多电平变换器较为复杂,尤其是MMC拓扑的子模块数量较多,意味着开关管的数目众多,则控制器就需具备丰富的I/O资源以及强大的数据运算和处理能力。基于此,MMC的控制系统通常采用主、辅控制器相结合的方式设计,各自负责不同的工作,本系统采用ARM+FPGA的控制器架构设计。当控制器经I/O端口产生PWM信号经过驱动电路控制功率单元时,如果传输距离过远则可能会对PWM信号产生干扰,进一步可能导致开关管误导通,因此选用光纤传输来消除此影响。针对上述选用的IGBT型号设计了驱动电路,保证该开关管可靠导通。本系统对所有的交直流电压和电流信号都是使用了电压霍尔和输出的电流霍尔来进行采样,经过一个调理电路,送入adc进行了数字化的处理。由于mmc需要采集的是电压和输出的电流信号,因此其中的频率较多,采用外部扩展ADC的方式进行设计,来满足系统数据转换的需求[28]。同时,以防系统因电流过大,而导致整个系统出现故障,甚至对整个MMC实验平台造成不可逆的损毁,在此控制系统中设计了相应的硬件过流保护电路。下面将对不同部分的控制电路详细说明其设计原理图以及工作过程。2)控制器选择arm软件具有系统操作速度快、外部设备硬件资源丰富以及内部操作系统软件运行稳定等三大特点,尤其以ST公司为代表的STM32系列处理器，程序编写更为简单，目前官方提供有编写程序的库函数以及外设配置软件，可直接生成外设配置代码，大大提高了软硬件的开发周期。FPGA逻辑运算能力强，具有丰富的逻辑单元和I/O资源，可灵活配置I/O端口的功能和扩展各种外设[30]。因此，本文以ARM作为主控制器，FPGA作为辅助控制器的控制器架构来设计MMC的控制系统。无论是从控制器的处理速度和处理能力，以及I/O的数量都能满足系统要求。a)主控制器st公司自2007年推出第一款stm32控制器以来,先后生产和发展了stm32f0/f1/f2/f3/f4/f7/h7等相关系列产品。其中,stm32h7系列包括stm32h743/753等,它们都是st公司于2016年推出的新型处理器产品,它的特点和优势主要有:更为先进的处理器和内核,基于armcortexm7内核的处理器;更丰富的外设,拥有高达1060kb的片内sram,并且支持sdram,带有tftlcd控制器,16位adc、12位dac以及dma数据传输等;更高的工作性能,stm32h743芯片全部采用6级工作流水线,最高工作时间为主频延迟可达400mhz,是此前工作性能最高的stm32f7系列的两倍,是stm32f4系列控制器的4倍;而且stm32h7系列芯片本身都自带双精度硬件浮点单元,在我们要做数字信号处理的情况下,就会具备比较好的特性;同时该系列芯片拥有灵活存储控制器(FlexibleMemoryController,FMC),该功能可使它与其它芯片之间的通信变得简单高效。正因为stm32h743zit6芯片本身具有上述这些优点,选其为主要的全局控制芯片,承担着系统的各种全局控制算法,如环流控制、并网控制、电压和输出的双闭环控制等,涉及到在全局控制技术中涉及到控制系统的各种设计和应用,运算产生系统所需要的调制波,同时承担与辅助控制器进行通信等。b)辅助控制器FPGA拥有丰富的逻辑单元，使用者可以对它进行编程，根据自身需求实现不同的电路功能;FPGA在对数字信号进行处理时，可以并行运算处理，因此它具有效率更高、速度更快的优点;同时，FPGA开发难度相对较小且开发周期更短，更适合应用于数据量巨大且计算复杂的应用场合。本文设计的实验平台控制系统辅助控制器选用Altera公司CycloneIII系列的FPGA,具体型号为EP3C25Q240C8N，该型号芯片拥有数量可观的逻辑阵列单元、I/O资源以及内存，可满足MMC系统的要求。FPGA作为辅助控制器的主要功能是:编程生成载波,进而实现相应的调制策略以及对应的子模块电容电压均衡控制方法、完成PWM脉冲的产生与分配以及死区控制、外扩ADC和DAC控制、系统的过压过流保护、故障诊断与处理以及主控制器进行通信等。3)PWM光纤传输电路图4-2是PWM光纤传输电路原理，该电路主要负责将从辅助控制器电路板传输过来的PWM信号,经过光纤传输发送端电路进行处理，之后通过光纤跳线将PWM信号传输到光纤传输接收端电路进行处理。设计光纤传输电路的目的是为了防止当功率电路和控制电路距离过远时，PWM信号被衰减或者受到干扰，而导致功率开关管误动作。光纤传输接收电路光纤传输发送电路图4-2PWM光纤传输电路原理图4-2(a)是光纤传输接收电路，该电路的工作原理是:当PWM信号为高电平时，DS75451输出为高电平;当PWM信号为低电平时，DS75451输出为低电平，经光纤发射模块HFBR1521发出PWM信号。图4-2(b)是光纤传输发送电路，主要是通过光纤接收模块HFBR2521接收PWM信号，进而经接收到的PWM信号传输给下一级驱动电路HFBR2521模块各引脚的功能该模块的数据手册有详细说明,本文设计的原理图在输出引脚接有上拉电阻。4)驱动电路图4-3是功率开关管驱动电路原理，其中，图(a)是驱动电路，该电路主要由驱动光耦芯片TLP5754、驱动电阻等组成;图(b)是驱动光耦芯片的供电电路，该电路是通过电源模块QA01以及外围配置电路,实现对驱动光耦芯片供电。驱动光耦芯片的工作原理是1引脚的电压高于3引脚的电压则光耦内部的发光二极管导通，此时5引脚输出有效电平使IGBT导通，否则IGBT处于关断状态。在调制策略部.分，本系统设定为低电平有效，驱动电路的工作过程是MMC驱动使能信号MMC_DRV为高电平时，MMC系统才能正常工作。例如,当pw和wm中的信号函数mmco_pwm1为一个小的低电平时,光耦只能输出有效的一个高电平,这样光耦可以直接使它的igbt开通,但是由于当pw和wm中的信号函数mmc_pwm1为一个小的高电平时,光耦只能输出有效的一个低电平,这样光耦可以直接使它的igbt开通关断。驱动电路驱动光耦芯片的供电电路图4-3功率开关管的驱动电路原理5)采样及调理电路采样调理电路是所有电力电子装置必不可少的电路之一,尽管电路实现的形式有所不同，但是其作用都是相同的，都是将电路中所需参与控制的物理量通过采样电路采集后，经调理电路将该信号进行一定的变换，变成下一级处理器能够正常使用的物理量信号。a)采样电路采样驱动电路主要分为有额定电压控制采样驱动电路和额定电流驱动采样两种电路,众所周知,电压和采样电流都可以是一个有限的交流和直流之分,本实验平台在设计中,无论交流量或直流量都用霍尔传感器进行采样,采样信号的输出最终都是以电压信号的形式送入调理电路进行处理。图4-4是采样电路的原理,图4-4(a)是霍尔电压采样电路,其中最核心的元器件就是一种型号为tbv5/25a的霍尔电压传感器,该传感器件的基本设计原理及其主要参数可以看见下面的列表4-1。图4-4(b)是霍尔电流采样电路,其中最核心的元器件就是一个型号称为hnc-50la的霍尔电流传感器,该传感器件的一些主要参数可以看见下面的列表4-1。(a)电压采样电路(b)电流采样电路图4-4采样电路原理电压采样电路是根据拟测量电压的大小范围以及TBV5/25A的参数确定出图4-4(a)中的输入电阻R1的值和采样电路输出电阻的值。当电阻r1使得电压传感器的输入电流成为初级线圈的额定电流时,这种电压传感器就能够具有最优的测量精度,因此在使用电压传感器时,我们应尽可能地测量和确定与5ma的初级线圈输出电流相适应的测量精度。例如,所需要测量的电压最高值等于250v,则计算可得到R1的值为50kQ，功率取值为5W,但根据能购买到的标称电阻，选择R1的值为51kQ。电阻R2的取值与下一级调理电路允许输入的最大电压有关系,该电压即为采样电路允许输出的最大电压，再根据电压霍尔初级线圈和次级线圈的匝数比，可算出次级线圈上的电流，则进一步可算出采样电路输出电阻的取值。表4-1霍尔传感器主要参数型号额定输入电流匝比额定输出电流供电电压.绝缘电压TBV5/25A.5mA5000:10005mA15V50Hz/AC/2500V/1minHNC-50LA50A0.73611150mA土15V50Hz/AC/2500V/1min电流采样电路根据拟测量电流的大小范围以及HNC-50LA的参数确定出图4-7(b)中采样电路输出电阻的取值。例如，测量电流的最大值为10A，经过初、次级线圈匝数比，可计算得到输出电流最大值为10mA，假设输入下一级调理电路的电压最大值为3V,则采样电路输出电阻的取值为3002。b)调理电路调理调制电路主要组成有两个交流数字信号多路调理调制电路和直流数字信号多路调理调制电路,由于调理电路下一级是ADC,其一般允许输入的模拟变量必须为不小于零的物理量,而交流信号是正负交替的物理量，因此在进行下一级处理之前需要将正负交替的物理量经过处理变成直流物理量进行处理。图4-5为电压信号多路调理的调制电路设计原理,其中(a)为一个交流电压信号的多路调理调制电路;其中的电路图(b)为直流电压信号的多路调理调制电路。交流调理信号(b)直流信号调理电路图4-5信号调理电路原理交流电压信号调理电路的主要工作原理如下:首先将一个电压的信号通过rc滤波后,然后再经过集成运算放大器对一个电压的信号做出反向运算和处理,之后再经过一个电压的抬升,将正负交替的交流信号处理成方向不变的直流信号，然后再做电压跟随处理，最后进一步对信号进行限幅处理，使该信号的电压值不小于0V，不大于3.3V。经调理电路之后，送入ADC进行处理。直流电压信号滤波调理的工作电路相对比较简单,首先所需要我们做的就是对经过限幅滤波优化处理的直流电压信号滤波进行r-rc限幅滤波,然后通过一级运算信号放大器对其信号做一级直流电压信号跟随,最后再对直流电压信号滤波进行一级限幅滤波处理,经调理电路之后送入ADC进行处理。5)模数转换器选择模拟信号的数字化技术是一种利用模拟数字信号控制器对其进行信号处理的必备条件,而adc则是将其进行模拟信号数字化的重要技术元件。由于主控制器STM32H743ZIT6内部集成的ADC的数量及采样通道数有限，且外部扩展独立的ADC也不方便，而MMC系统需要采样的物理量比较多,STM32H743ZIT6内部的ADC无法满足系统要求,因此本系统采用独立的外扩ADC的策略。所选ADC的型号为AD7938，该型号的ADC有8路转换通道，由于FPGA的I/O资源较多且定义灵活，则在FPGA上外扩三片ADC，一共有24路转换通道。图4-6是AD7938芯片及外围电路。AD7938是一款可进行读写操作、数据并行输出的ADC，其最高时钟频率可达25MHz，可选用内部参考电压，也可使用外部参考电压，本系统设计时选用内部参考电压。三片adc的外围配置电路相同,共用一个时钟信号,同时共用一个数据总线以及一个控制总线。三片ADC由FPGA通过译码器来选择具体工作的ADC芯片。每片ADC工作时，通过ADC芯片上相对应的地址位来选择具体转换通道，根据AD7938的使用手册，在对该ADC进行写操作时，即“WR”位的逻辑电平为0时，数据位DB5~DB7变为转换通道的地址位AB0~AB2,在普通模式下为8路单端转换通道，具体转换通道选择见表5-2所示。图4-6AD7938芯片及外围电路.表4-2AD7938转换通道选择写操作(WR=0)转换通道DB7(AB2)DB6(AB1)DB5(AB0)共地AGND000VINO001VIN1010VIN2011VIN3100VIN4101VIN5110VIN6111VIN7图4-7ADC与DAC工作选择电路.ADC与DAC工作选择电路如图4-7所示，该电路是通过74LV138译码器电路来选通所需工作的ADC或DAC,尽可能节省FPGA的I/O资源。根据表4-3所示的74LV138的真值表，通过FPGA的两位有效地址信号选通具体所需工作的ADC和DAC使能状态选择见表4-4。表4-374LV138的真值表输入输出G2AG2BG1ABCYOY1Y2Y3Y4Y5Y6Y7HXXXXXHHHHHHHHXHXXXXHHHHHHHHXXLXXXHHHHHHHHLLHLLLLHHHHHHHLLHHLLHLHHHHHHLLHLHLHHLHHHHHLLHHHLHHHLHHHHLLHLLHHHHHLHHHLLHHLHHHHHNLHHLLHLHHHHHHHHLHLLHHHHHHHHHHHLH=高电平;L=低电平;X=不定态表4-4ADC和DAC使能状态选择地址编码器件使能DECODE2.DECODE1低电平有效00ADCl_CS01ADC2_CS10ADC3_CS11DAC_CS6)数模转换器选择数模转换器的作用是将数字信号量化转换成模拟信号。设计DAC的主要目的是为了方便MMC的控制器系统的调试以及便于观察数字控制系统中的某些控制效果[31]。所选DAC的型号为MAX547，该型号的DAC有8路转换输出通道。图4-8是MAX547芯片及外围电路。MAX547是一-款数据并行输入的数模转换器，通过MPC1541芯片产生精准的4.096V参考电压。DAC的工作片选信号与上述ADC工作片选信号选择方式相同，具体见表4-4。DAC与ADC共用数据总线以及部分控制总线。DAC的通道选择是通过FPGA控制MAX547的地址位以负载输入位来选择转换通道，通道选择见表4-5。当DAC将所需的数字信号转换成模拟信号时,波形经过如图4-8所示的输出调理电路后，以便使用示波器等测量显示设备进行观察。该集成电路首先通过对转换后得到的模拟信号进行集成运算放大器tl084i做出一个电压跟随,之后再进行RC滤波处理。图4-8MAX547芯片及外围电路表4-5MAX547转换通道选择写操作(WR=0)转换通道AB2ABlAB0LDABLDCDLDEFLDGH0000111VIN00010111VIN10101011VIN20111011VIN31001101VIN41011101VIN51101110VIN61111110VIN7图4-9DAC输出调理电路.7)过流保护电路过流保护在电力电子装置中是至关重要的。过流保护可分为硬件电路过流保护和软件过流保护，一般在电力电子装置的研发设计时两种保护方法都需具备，但相比而言，硬件电路过流保护动作的速度较快,可靠性较高。下面对硬件过流保护电路进行详细分析说明。图4-10过流保护电路图4-10是过流保护电路，该电路的工作过程是:首先对某一相电流以及该相的上、下桥臂电流进行检测,检测电路的前级是通过半波整流电路来检测出被采样电流的正、负半周期。然后对检测出的正半周期的电流信号做一级电压跟随,对检测出的负半周期的电流信号运用反比例放大电路做反向处理。最后再通过比较器将预先计算设计的最大电流参考值与实际采样得到的电流实际值作比较，通过比较结果改变OC信号和LOCK信号的电平状态，进而对系统进行电流保护，防止过电流。过载直流信号保护电路中的过流信号具体操作原理过程描述如下:当此时实际最大采样的信号电流电压参考值远远几乎大于最大电流采样的信号电流电压参考值时,比较器lm293输出一个电流低电平,此时又使oc中的信号被直接送入带有控制器驱动触发器的软件中并进行过载直流电压保护,同时此时通过lock将其中的电流信号被电压拉低,lock将其中的电流信号再将控制器驱动,这样就等于可以直接使此时能够最大采样的电流信号被lmmc_drv完全封锁,进而直接导致了oigbt在被驱动时的信号完全闭锁,实现了软硬件控制通路的过载直流电压保护;当此时实际最大采样的信号电流电压参考值远远几乎小于最大电流采样时的电流电压参考值时,比较器lm293输出一个高电平,此时又使oc中的信号又再输出一个高电平,同时又使lock中的信号为一个高电平,此时软硬件过流保护都不会动作。5仿真分析1载波移相调制策略分析cps-spwm三角调制单元策略原理是什么指,对于每个控制桥臂模块中的所有n到三个子芯片模块,均衡器可以分别采用一个具有较低的功率开关调制频率的两个spwm,使它们在其中相当于对应的两个三角调制载波依次分别转换成作为1/n三角调制载波的信号周期,即2π/n相位的夹角,然后与同一条正交余弦波的调制单元波段的信号周期进行二次比较,产生一个n-n模块组成的pwm作为三角调制载波中的调制单元信号,分别将其作为每个驱动器中n到三个子芯片模块的调制单元,决定它们都知道是否已经有载波投入或者是否有切除。将同时投入的各个子输入模块之间的各种输出输入电压usm相互进行叠加,得到介于mmc的各种输入桥臂之间的各种输出输入电压叠加波形。推导我们可以通过得出对在n中一个子器件模块的一次叠加输出输入波形在被再次叠加之后,总和的输出输入波形的傅里叶级数可以是一个新的表达式:u(t)=k=1式中其中下的坐标t为全部，是采用仪器cps-spwm作为调制输出策略的仪器mmc的一个调制输出输入信号调制变量。输出信号频谱中主要通常包含以下几种频谱成分:基波分量。当k=1时，可得基波分量：CTk式中：N为模块数；UC为子模块电容电压；UTr为三角波幅值；Qmod载波分量。当k=mNkc，m=CTk式中：J0(∙)为0阶贝赛尔函数；kc边带谐波分量。当k=mNkc+n，m=1,2,…∞,n=±1,±2,CTk式中J0(∙2仿真结果分析图中(5-1)为载波移相调制策略仿真电路图，图(5-2)为控制框图，图(5-3)为桥臂子模块输出波形，体现MMC能够使交流测电压获得更多电平的特点，并且能承受更高等级的电压。图(5-4)为输出的电压电流波形，由图可知，输出的电压电流波形基本趋于正弦，获得的电压电流质量更高。因此，载波移相调制策略可以实现对于单相MMC的控制。（5-1）仿真电路图（5-2）控制框图（5-3）桥臂子模块输出波形（5-4）输出电压电流波形6全文总结本文以单相模块化多电平变换器作为研究对象，对MMC的调制策略和仿真进行研究，主要完成了以下工作：通过阅读文献，首先阐述了多电平变换器的研究背景和意义，然后分析了当前多电平变换器的研究现状与进展。详细分析了单相MMC的拓扑结构与工作原理，并在此基础上建立了单相MMC的等效电路，然后对其建立数学模型和简化等效电路，说明MMC的控制思路。总结了MMC常用的三种调制策略原理及其优缺点。然后,进行功率电路的设计和模块化主控制电路、辅助控制器电路、采样调理电路、PWM光纤传输电路以及总线接