《单相MMC的拓扑结构与工作原理分析综述》2700字

单相MMC的拓扑结构与工作原理分析综述目录TOC\o"1-2"\h\u19533单相MMC的拓扑结构与工作原理分析综述 11941.1单相MMC的拓扑结构 1236841.2单相MMC的工作原理 11295(a)投入状态 288141.3单相MMC的数学模型 31.1单相MMC的拓扑结构由于两种三相驱动mmc轮的工作时间均具有良好的运动对称性,且每相上、下一个驱动桥臂的整体工作运动原理相同,同时每相可独立控制,因此,本文选择将单相MMC作为研究对象。单相交流模块化多交流电平稳压变换器的电路拓扑基本结构如电路图2-1所示,其电路拓扑由上、下两个交流桥臂稳压电感组成连接电路组成,-般每个交流桥臂稳压电感都可以包含一组n或一个子电路模块和一个交流桥臂稳压电感,交流信号输入的一端可作为s/rl交流负载。MMC的桥臂电感可用于控制MMC系统环流,同时在系统发生短路时用于抑制短路所引起的过电流以及过电流上升率,进而避免损坏MMC子模块[9]。MMC每个桥臂上子模块的数量越多,则交流侧输出的电压电平数目越多,进而交流侧的输出结果更加接近正弦波。根据目前的技术研究进展,常用的子结构模块主体结构主要有全梁双桥半梁式子结构模块和全梁半桥式子结构模块,本文以子桥式模块结构作为主要的半梁全桥式主体结构模块进行了深入研究,其具体结构由两个开关管VT1、VT2串联,同时各自并联一-一个电力二极管VD1、VD2,之后再并联一个大电容C组成。图2-1单相模块化多电平变换器拓扑1.2单相MMC的工作原理子模块是mmc拓扑重要的组成部分,而子模块中各种功率开关元件的启动和开关运行状态也就决定着子模块的运行模式,进而决定MMC的运行状态。根据子模块中各种功率投入式开关元件的启动和开关运行状态,可以把子模块中各种工作状态大致划分为三种,分别是投入式状态、切除式状态和闭锁状态。闭锁状态只有当MMC系统出现故障时才会出现,此目的是为了保护MMC主电路不因系统故障而损坏[10]。根据各种流入和流出子模块的电流运行方向不同,则我们可将mmc子模块的各种工作状态大致划分为两种主要工作模式,因此,mmc子模块一般共有六种主要工作模式,如图2-2所示。规定当一个桥臂的电流由子模块a端口进行流入,b端口在此情况下流出,iarm>0;桥臂的电流由子模块b端口进行,a端口在b端口中流出时,i例如,当子模块工作在一个投入的状态,即vt1开关管自动打开、vt2开关管自动打闭时,且iarm例如,当子模块在一个投入的状态,即vt1开关管打启、vt2开关管闭合或打断时,且iarm当子模块工作在切除状态,即VT1开关管关断、VT2开关管开通时,且iarm例如,当子模块两个端口工作在一个被切除的状态,即vt1开关管被打断、vt2开关管被打通时,且iarm例如,当子电器模块的两个工作状态处于一个闭锁的工作状态,即每当vt1开关关闭二极管自动连续关断、vt2开关关闭三极器导管自动连续关断时,且iarm例如,当子模块的电容器工作于一个完全闭锁的状态,即vt1开关管与电容器的关断、vt2开关管与电容器的关断相连时,且iarm模式1模式2(a)投入状态模式3模式4(b)切除状态模式5模式6(c)闭锁状态图2-2MMC子模块的工作模式从上述MMC子模块的工作模式可知,子模块两个端口之间的电压UAB只有Uc和0两个电平。当子模块正常工作时,开关侧的电源管vt1和电源管vt2互补导通,此时通过控制电源的子模块将电源工作于一个投入或者是切除的状态,可以实现使交流侧输出相电压转换为多电平[11]。一般控制每相上、下桥臂中所有工作在一个投入状态的子模块数量之和应当等于每一个桥臂中的子模块数量,即mmc正常运行时,每相上、下桥臂中所有工作在一个投入状态的子模块数量都应满足:Np_on+Nn_on=N(2-1)其中，N为每个桥臂上子模块的数量，Np_on和Nn_on分别表示每相上、下桥臂工作在投入状态的子模块数量。1.3单相MMC的数学模型为了对MMC进行深入研究,需要建立其数学模型。MMC.上和下桥臂所有子电路模块总的单相电压都同样可以被等效地直接定义成作为-或-一个单相电压源un,下桥臂所有子电路模块总的单相电压都足以可等效地直接定义成作为-或-一个单相电压源un,各种单相电感都同样可以被等效地直接定义成作为一个单相电阻和一个单相电感的等效串联,则单相电阻mmc的等效串联电路基本结构如下见图2-3所示,对其列写KCL方程可得,交流侧电流i的表达式为式(2-2)。i=iparm-inarm(2-2)式中，iparm为上桥臂电流，inarm为下桥臂电流。定义环流的表达式为:izMMC环流仅在其相内和相间流动,以维持系统能量的平衡。将环流在上、下两个桥臂上平均地分配,则上、下两个桥臂的电流可以用下式表示。iparm=i2+iz(2-4)Inarm=−i2+图2-3单相MMC等效电路对图2-3所示的单相MMC等效电路列写KVL方程可得式(2-5),将式(2-5)中的两式相减可得式(2-6)。Udc(2-5)Uu=将式(2-4)代入式(2-5)中，并将式(2-5)中的两式相加，可得到:2∙由式(2-7)所述我们可知,环流驱动过程电路中的一个双向交流桥臂谐波器的分量可能会波动产生的主要波动原因也就是直流侧输出电压和上、下两个交流桥臂总线侧电压的之和大小不等,其主要原因表现在在mmmc各个交流桥臂高压电感上的交流压降。将式(2-2)代入式(2-6)可得式(2-8)，进一步得到交流侧等效电感和等效电阻分别为式(2-9)和式(2-10)。此时，单相MMC的简化等效电路如图2-4示。u=uReqLeq图2-4单相MMC的简化等效电路定义MMC的交流侧电动势为:e=u将式(2-8)可进一步简化为式(2-12)。则进一步得到单相MMC的简化等效电路模型如图2-5所示。u=R∙图2-5单相MMC的简化等效电路模型设变换器交流侧的输出相电压u为正弦波，则u=Um式中，Um为交流输出电压u的幅值;0为角频率。定义调制度m，由式(2-14)表示，0<m<1。m=2U式中，Ude为直流侧电压。当环流中的交流分量为零时，根据式(2-12)、式(2-13)和