《无线电监测与测向定位》课件第6章

第6章测向天线6.1环天线

6.2艾德考克天线

6.3角度计天线6.4锐方向天线

6.1环天线

将金属导体制成以中央垂直轴线为对称轴的圆环形、方框形(正方形或长方形)、三角形、棱形等，并在两端点馈电的结构形式，就构成了普通的单环天线，如图6-1所示。不论其形状如何，它们都有一个共同的特点，即天线以中心垂直轴线完全对称，并且可以绕中心垂直轴自由旋转。图6-1常见普通单环天线的结构示意图普通单环天线具有体积小、重量轻、携带和架设灵活方便等优点，因此在无线电测向领域的应用非常广泛，但它也存在着自身结构所带来的一些缺点，最突出的是“三大效应”，即极化效应、天线效应和位移电流效应，其中极化效应是致命的缺点。

伴随着最早期无线电测向设备而诞生的单环天线是无线电测向领域最经典的基本天线单元，它经历了一个世纪的发展演变，今天在民用方面作为体育竞技的无线电测向运动中所使用的手持式测向机和军用方面的便携式小音点测向机仍然在使用这种结构形式的天线，当然两者的测向精度要求不同，因而所采用的天线结构形式也有所差异。在长期实际使用过程中人们逐渐发现了普通单环天线所存在的“三大效应”及其带来的副作用，为此国内外从事无线电测向工程技术研究和生产的科技工作者们经过长期探索，设计出了其他一些以普通单环天线为基础的测向天线。目前普通的单环天线在实际无线电测向中已经很少使用，但由于它是其他同类天线的基础，因此下面仍然用一定的篇幅对其各种特性进行较为详细的分析。6.1.1单环天线的方向特性

为简化问题起见，我们先对方框形环天线进行分析，且假设满足如下条件：

(1)接收电波为垂直极化地波；

(2)目标电台与测向天线之间的距离满足远场条件。

根据上面的假设条件，对于图6-2(a)所示的天线，其水平边A'B'和AB在垂直电场作用下无感应电势产生；而垂直边AA'和BB'在垂直交变电场的作用下将产生振幅相等的感应电势e1(t)和e2(t)。设来波P与环平面之间的夹角为q，如图6-2(b)所示，则电波到达垂直边AA'比到达垂直边BB'多走了波程差r，由该波程差引起的相位差为(6-1)图6-2方框形环天线接收来波信号示意图由此可见，垂直边AA'边接收的感应电势比BB'边接收的感应电势在相位上滞后了j。设接收点的信号场强为E，信号频率为w，则(6-2)由此得到方框形环天线的振幅方向特性为

在远小于１的条件下， ，此时式(6-2)和式(6-3)可简化为(6-3)(6-4)(6-5)如果将式(6-5)所示的方向函数画成平面极坐标图形，并以正上(北)方定义为0°方向，则得到一个标准的“8”字形方向图，所以这种天线通常被称为具有“8”字方向特性。

环天线的实际方向特性应该根据式(6-3)来描述，图6-3(a)、(b)、(c)、(d)分别为=0.1、=0.4、=0.75、=1对应的方向图。图6-3

d/l不同取值时的环天线方向图上述结论可以用图6-4所示的矢量图来说明。图6-4环天线接收电势的示意图6.1.2单环天线的有效高度

为了表征环天线接收空间电磁波而感应电势的能力，我们用“天线有效高度”这个量来描述。

定义：天线在最大接收方向上所产生的感应电势与产生该电势的电场强度之比称为天线的有效高度，记为he。

根据式(6-4)，在d/l远小于1的情况下，环天线接收正常极化地波时输出的感应电势幅度为

为了增大环天线输出电势的幅度，在实际设备中常采用Ｎ匝线圈结构的环天线，此时的环天线接收电势近似等效于Ｎ个单匝环天线接收电势相串联，因而总的输出电势近似为

如果满足d/l远小于１的条件，则

其幅度为

在天线的最大接收方向即q=0°和q=180°方向，其接收电势的幅度为(6-8)(6-6)(6-7)根据天线有效高度的定义，得

可以证明，只要环天线的水平尺寸远小于波长l，则上式对任意形状的环天线都成立。

如果d/l远小于1的条件不满足，则根据式(6-6)有：

在d/l小于0.5的条件下，天线的最大接收方向仍然为q=0°和q=180°方向，此时环天线的有效高度为(6-9)在d/l大于0.5小于1的条件下，天线的最大接收方向为满足 即对应 的来波方位，此时环天线的有效高度为根据式(6-9)的结论，环天线的有效高度he正比于匝数N和面积S，反比于波长l。对此可以从物理意义上来进行如下定性分析：由于我们近似认为多匝环天线输出的感应电势是各单匝天线输出感应电势之串联，所以感应电势的幅度随N的增大而增大；若天线垂直边h越长，则单个垂直边感应电势越大，因而环天线输出电势的幅度也越大；若天线的水平边d越长，则由此引起的波程差越大，该波程差所引起的相位差也越大(但小于p)，因而环天线输出电势的幅度也越大；由于环天线输出电势的幅度分别与h和d成正比，因而与S=hd成正比。增加环天线匝数N或增大环天线面积S可以提高环天线的有效高度，但在环天线的实际设计中需要充分考虑其他一些因素对增加N和S的制约。例如：由于调谐和阻抗匹配的要求，限制了线圈匝数N的增加；d的增大受到d/l远小于1这一条件的限制，若d增大到使得d/l远小于1的条件不满足，则环天线的方向特性将发生畸变，不再是标准的“8”字形特性。一般来说，d的极限取值范围为lmin/3～lmin/2。另外，由于环天线固有谐振特性的影响，h的增加也受到了一定的限制。提高环天线有效高度的另一途径是在线圈中插入磁芯材料，形成所谓的磁性环天线。我们知道，空气的磁导率为m0，如果在线圈中插入相对磁导率为mr的磁性材料，在不考虑磁芯内涡流现象的理想情况下，同样大小的交变磁场，与作用于空心线圈相比，通过磁芯线圈的磁通量将增加mr倍，因而线圈内的感应电势也增加mr倍。

磁性环天线通常应用于便携式测向机中，它采用在磁棒外表连续缠绕多匝导线的结构形式，由于磁棒的轴线长度比其截面尺寸大得多，所以一般定义来波P与其轴线之间的夹角为q。根据式(6-7)和上面分析的结论，可得

由式(6-11)可见，如果mr很大，例如采用锰锌铁氧体磁芯的mr为400左右，在此情况下即使线圈的截面积比较小，天线的有效高度同样可以达到较大的值。在无线电测向运动中所使用的测向机，其天线大多采用这种结构形式。

磁性环天线在有效高度方面具有很好的特性，但它存在比较严重的位移电流效应，在后面的分析中我们将会看到，位移电流效应将引起环天线方向特性发生畸变，所以在精度要求比较高的无线电测向场合一般不采用这种天线形式，而是采用匝数很有限(3～5匝以内)的空心环结构。(6-11)(6-10)6.1.3环天线的三大效应

1.极化效应

前面分析了环天线接收正常极化(即垂直极化)地波时的特性，下面再分析接收天波时的特性。

由于电离层的作用，天波一般来说是一种非正常极化波。根据电波传播理论中的定义，经过传播线与地面垂直的平面为传播平面，正常极化波就是指电场矢量在传播平面内的电波，非正常极化波就是指电场矢量不在传播平面内的电波。对图6-5所示的非正常极化波天波，设电场矢量E与传播平面之间的夹角(极化角)为y，电波仰角为g，则可以按图6-6所示将它分解为一个与传播平面平行的正常极化分量E⊥(E⊥=E·cosy)和一个与传播平面垂直的水平极化分量E=(E==E·siny)，即E=E⊥+E=，其中E⊥又可以分解为与环天线垂直边平行的分量E1⊥(E1⊥=E⊥·cosg)和在传播平面内与水平面(地面)平行的分量E2⊥(E2⊥=E⊥·sing)，即E⊥=E1⊥+E2⊥。图6-5非正常极化天波示意图图6-6环天线接收非正常极化天波的电场矢量分解

E1⊥在环天线两垂直边的作用结果将有感应电势产生，由图6-7所示的投影示意图可见，天波到达环天线两垂直边的波程差为Dr=dcosgcosq，由此引起环天线两垂直边感应电势之间存在的相位差为 ，根

据前面式(6-2)的分析结论，得

当满足d/l远小于1的条件时，上式可简化为(6-12)(6-13)图6-7天波到达环天线两垂直边的波程差投影示意图

E2⊥在传播平面内与水平面平行，它可以进一步分解为与环天线两水平边平行的分量E2⊥1

和与环天线两水平边垂直的分量E2⊥2，即E2⊥=E2⊥1+E2⊥2，显然E2⊥1=E2⊥cosq，

只有它作用于环天线两水平边的结果会有感应电势产生，

由图6-8所示的投影示意图可见，天波到达环天线两水平边的波程差为Dr=hsing，由此引起环天线两水平边感应电势之间存在的相位差为 。根据前面式(6-2)的分析结论，得(6-14)当满足d/l远小于1的条件时，上式可简化为图6-8天波到达环天线两水平边的波程差投影示意图综合式(6-12)和式(6-14)的结论，环天线接收电波中垂直极化分量而产生的感应电势为

根据式(6-15)可得环天线接收天波中垂直极化分量而产生的感应电势近似为

(6-15)(6-16)天波中与传播平面垂直的水平极化分量E=可以进一步分解为与环天线水平边垂直的分量E1=和与环天线水平边平行的分量E2=，即E==E1=+E2=，如图6-9所示。图6-9非正常极化天波水平极化电场的矢量分解设电场水平极化分量与垂直极化分量之间的相位差为j0，根据前面式(6-2)的分析结论，得

当满足h/l远小于1的条件时，上式可简化为

当d/l和h/l同时满足远小于1的条件时，e－jj2/2≈1，根据式(6-16)和式(6-17)的结论，环天线接收非正常极化天波时产生的感应电势近似为(6-17)

其中：(6-18)(6-19)下面分别针对电波极化方式为线极化、圆极化、椭圆极化三种情况分析环天线方向特性的变化特点。

1)线极化

线极化天波对应于j0=0°或j0=180°以及y固定不变的情形，根据式(6-19)的结论，此时环天线的接收方向函数为

f(q)=cosycosq±sinysingsinq

在y和g一定的情况下，令k2=cos2y+sin2ysin2g也是固定不变的常数，令则

可见，它比正常的“8”字形方向特性偏转了一个固定角度q0或－q0，如图6-10所示。由于此时环天线接收方向特性的零值点相对90°～270°方位线偏离了q0或－q0角度，因此有些文献资料称这种现象为“小音点偏转”。(6-20)图6-10环天线接收线极化天波引起方向图偏转

2)圆极化

圆极化天波对应于j0=90°或j0=270°以及y在0°～360°范围内变化的情形，根据式(6-19)的结论，此时环天线的接收方向函数为

f(q)=cos2ycos2q+sin2ysin2gsin2q)]1/2

(6-21)

由式(6-21)可见，不管在任何来波方位上都有f(q)恒大于零，或者说环天线对任何来波方位都不是零值接收点，我们称这种现象为“小音点模糊”。

为了求环天线的最大与最小接收方向，令则

sin2ysin2gsinqcosq－cos2ycosqsinq=0

得

cosq=0或sinq=0

即

q=90°、270°或q=0°、180°

显然，q=90°、270°和q=0°、180°这两对方向中一对为环天线的最大接收方向，另一对为最小接收方向，但到底是q=90°、270°为最小接收方向还是q=0°、180°为最小接收方向，则要依据y和g的取值而定。对于确定的目标来波信号，g一定，因此随着y在0°～360°范围内变化，环天线的接收方向特性按图6-11所示的规律变化。图6-11环天线接收圆极化天波引起方向图小音点模糊

3)椭圆极化

椭圆极化天波对应于j0为不等于0°、90°、180°、270°的某一个确定的值以及y在0°～360°范围内变化的情形。

根据式(6-19)的结论，在为确定值的情况下，环天线的接收方向特性与标准的“8”字形相比既有一定角度的偏转又有“小音点模糊”现象，随着y在0°～360°范围内变化，方向图偏转角的大小和小音点模糊程度的深浅都在不断变化，图6-12所示的是其方向图变化过程中两个典型的状态，其中偏转角随y按图6-13所示的曲线变化。图6-12环天线接收椭圆极化天波引起方向图偏转与小音点模糊图6-13环天线接收椭圆极化天波时方向图偏转角随y的变化曲线

2.天线效应

在前面的分析过程中，我们隐含地假设环天线处于理想平衡对称状态，现在考虑图6-14所示的调谐环天线等效电路，图中Cao和Cbo分别为环天线左、右两部分等效对地分布电容，C'ao和C'bo为两馈线对地等效分布电容，Z、Za、Zb分别为回路等效阻抗。从该等效电路中可知回路中除了存在电流回路I外，还存在电流回路Ia和Ib：图6-14调谐环天线等效电路由于分布电容的存在，使得Ia和Ib在a、b端点产生附加电压：

在理想平衡对称条件下，由

得

它不会在a、b端口之间产生附加电位差，因此在端口a、b之间只有定向接收电压：

理想平衡对称在实际中不可能达到，ea与eb、Ca0与Cb0、

C'a0与C'b0、Za与Zb等都或多或少存在一定的差别，因此 ，由此在a、b两点产生的附加电位

，即附加电位差

。一般来说，与来波方位无关，可以认为它是一种无方向性电压。由此可见，环天线实际输出的电压是定向电压eab(t)和附加电压uab(t)之和，即

uo(t)=eab(t)+uab(t)

这种由于不对称性而引起环天线输出电压中包含附加无方向性电压的现象我们称之为天线效应。由于垂直天线在0°～360°水平范围内的接收也是无方向性的，所以有的文献资料也将天线效应称为垂直天线效应。下面进一步分析这种附加无方向性电压对天线方向特性所产生的影响。

假设定向电压eab(t)与附加电压uab(t)之间的相位差为j0，则

其中，Em和Um分别为eab(t)和uab(t)的振幅。令a=Um/Em，将上式按三角公式展开，得

其中：(6-22)此时环天线的方向函数为

f(q)=(cos2q+2acosj0cosq+a2)]1/2

(6-23)

a=Um/Em通常比较小，环天线对应方向图的形状主要取决于j0值的不同。

(1)当j0=0°或j0=180°时，根据式(6-23)得

f(q)=cosq±a

这是一个帕斯卡尔蜗线方程，或者说环天线具有帕斯卡尔蜗线型方向图，如图6-15(a)所示，令

cosq0±a=0

得

(2)当j0=90°或j0=270°时，根据式(6-23)得

f(q)=(cos2q+a2)1/2

显然，此时f(q)恒大于零，由于a=Um/Em远小于1，因此环天线的最小接收方向仍然在90°～270°方位线上，但它们是非零值最小接收点。这种现象被称为环天线的方向特性出现“小音点模糊”，模糊程度的深浅随a值而定，如图6-15(b)所示。图6-15天线效应引起环天线接收方向图变化示意图

(3)当j0为不等于0°、90°、180°、270°的其他相角值时，根据式(6-23)有：

f(q)=(cos2q+2acosj0cosq+a2)]1/2

=[(cosq+acosj0)2+a2(1－cos2j0)]1/2

显然，当j0≠0°和j0≠180°时，1－cos2j0恒大于零，因此f(q)恒大于零，即环天线只有非零值最小接收方向，环天线的接收方向特性中存在“小音点模糊”现象。

环天线的最小接收方向应该满足：

cosq+acosj0=0

即

q=±arccos(acosj0)

由此可见，环天线的最小接收方向也不在一条方位线上，而是在q

=±arccos(acosj0)这样一对对称角位置上，或

者说环天线的接收方向特性也出现“小音点轴曲”现象。

综合上面的分析结论，当φ0为不等于0°、180°、90°、270°的其他相角值时，环天线接收方向特性会出现

“小音点既模糊又轴曲”现象，如图6-15(c)所示。

3.位移电流效应

我们在前面分析环天线有效高度时曾提到，为了提高he，可以采用多匝环天线结构，但这种结构在使有效高度得到提高的同时，也带来了“位移电流效应”这个副作用。

大家知道，线圈的匝与匝之间总不可避免地存在分布电容，匝数越多，总的分布电容也越大，如图6-16(a)所示。由于分布电容的存在，引起位移电流的产生，可以等效为环天线的两个侧面即环平面bdch和环平面afeg也接收来波信号而产生附加电压，相当于存在一个与原来环平面S垂直的等效环平面S1，如图6-16(b)所示。这样在天线输出端口除了正常的定向接收电压eabN(t)外，还伴随了一个附加的接收电压eabS1(t)，总的输出电压是二者的合成，显然eabS1(t)的存在会引起环天线接收方向特性发生变化。当环天线接收正常极化地波时，根据式(6-7)的结论，环平面S和等效环平面S1的接收电势分别为

则天线总的输出电压为(6-24)其中，

此时环天线的方向函数为

f(q)=(cos2q+Kcosj′sin2q+K2sin2q)]1/2

(6-25)

式(6-25)具有与式(6-19)类似的函数形式，由此可见，由于位移电流效应的存在，环天线在接收正常极化地波的情况下其接收方向特性也会发生类似于极化效应那样的变化。当

然，K=S1/NS通常比较小，对于确定的来波信号其值相对固定，因此它不像极化效应那样使得环天线的接收方向特性随极化角y而不断变化。下面我们分析位移电流效应引起的环天线接收方向特性随eabN(t)与eabS1(t)之间相位差j′的变化特点。

(1)当j′=0°或j′=180°时，式(6-25)可简化为

环天线的方向特性与标准“8”字形相比偏转了一个q0角度，方向图的变化与图6-10所示的相类似，只是由于K比较小，其偏转角q0也比较小。

(2)当j′=90°或j′=270°时，式(6-25)可简化为

f(q)=(cos2q+K2sin2q)1/2

可见，不管在任何来波方位上f(q)都恒大于零，环天线的接收方向特性出现“小音点模糊”现象。由于K＜1，因此环天线的最小接收方向仍然位于90°～270°方位线，方向图的变化与图6-11(c)所示的相类似。

(3)当j′为不等于0°、180°、90°、270°的其他值时，根据式(6-25)得

由于1－cos2j′总是大于零，因此对任何方位上的来波都有f(q)恒大于零，环天线的接收方向特性存在“小音点模糊”现象。

为了求f(q)的极值点，令即

得

综合上面的分析，当j′为不等于0°、180°、90°、270°的其他值时，位移电流效应将引起环天线的接收方向特性出现“小音点既模糊又偏转”现象，方向图发生类似于图6-12所示的变化，只是小音点模糊的程度和偏转的角度都要小得多。6.1.4间隔双环天线

根据前面的分析，普通的单环天线只有在接收以地波为主要传播方式的电波时才会有正常的“８”字形方向特性，或者说采用普通单环天线只有对近距离的目标电台才能进行正常测向，远距离目标电台通过电离层反射的电波通常是椭圆极化波，因此极化效应将使得普通单环天线的接收方向特性不再是正常的“８”字形，而是要发生“小音点既偏转又模糊”现象，且偏转角与模糊程度会随时间不断变化，显然此时测向设备无法进行正常测向。为了克服普通单环天线的极化效应，无线电测向领域的工程技术人员经过长期的探索，发明了间隔双环天线这种结构形式，它是由彼此间隔一定距离的两个相同的环组成的，分共面式和共轴式两种结构形式。共面式结构要求两个环面平衡对称且同处于一个平面之内，如图6-17(a)所示；共轴式结构要求两个环面平衡对称且中心法线共处于同一直线上，如图6-17(b)所示。图6-17间隔双环天线结构示意图一般来说，共轴式间隔双环天线从整体上看是一种平衡对称结构，它在交叉输出时可以抵消单环一些固有不良特性的影响(如等效偶极子特性等)，所以在实际装备中常采用这种结构形式。下面我们就以共轴间隔双环天线为例来分析其接收方向特性。为不失一般性，设来波仰角为g，极化角为y，定义来波传播平面与两环中心法线之间的夹角为q，如图6-18所示。图6-18共轴间隔双环天线接收来波信号示意图根据前面式(6-16)和式(6-17)的分析结论，当单环的尺寸远小于信号波长时，单环对垂直极化分量和水平极化分量的接收电压分别为

其中，S单为单环的面积，j0为电场垂直与水平分量之间的相位差。来波到达两单环所存在波程差为

R=Dcosgcosq

由此引起两个单环的接收电压之间存在相位差：

j双=bR=bDcosgcosq根据式(6-2)的结论，双环对电波中垂直极化分量的接收电压为

如果满足D/l远小于1的条件，则上式可简化为

其方向函数为

F⊥(q)=sin2q

同样，双环对电波中平极化分量的接收电压为如果满足D/l远小于1的条件，则上式也可简化为

其方向函数为

F=(q)=cos2q

图6-19(a)和6-19(b)分别给出了共轴间隔双环天线接收电波中垂直极化分量和水平极化分量所对应的方向图。由图中可见，在共轴间隔双环轴线的法线方位线上都是零接收，其原因是此时电波到达两环之间的波程差为零，不管是垂直极化分量还是水平极化分量接收，两个单环对应的输出电压都是等幅同相，所以双环交叉输出的结果都为零。图6-19共轴间隔双环天线对E⊥和E=的接收方向图在共轴间隔双环的轴线方位线上，双环对电波中垂直极化分量的接收仍然为零，而对水平极化分量的接收则达到最大值，其原因是此时电波到达两环之间有最大波程差，由于单环对水平极化分量有最大接收，所以双环对水平极化分量的接收也达到最大值；与此同时，由于单环对垂直极化分量的接收为零，所以双环对垂直极化分量最终的输出还是为零。

在同时满足d/l远小于1、h/l远小于1及D/l远小于1时，共轴间隔双环天线总的输出为其中(6-28)由式(6-28)可见，在共轴间隔双环天线的轴线法线方向(对应q=90°和270°)，无论y、g和j0为何值，f(q)恒等于零，共轴间隔双环天线方向特性中所存在的这对最小接收方向(零值接收方向)并不受电波极化情况的影响，因此在最小信号法测向中，利用共轴间隔双环天线轴线法线方向的这对零值接收点进行测向就可以达到克服极化效应之目的。

在y和g一定的情况下，间隔双环天线的接收方向特性随j0而变化，图6-20分别给出了y=45°和g=45°情况下j0=0°和j0=30°所对应的方向图。图6-20

y和g取值一定，j0取值不同时天线方向图变化示意图6.1.5屏蔽环天线

根据前面的分析，普通单环天线存在“三大效应”，即极化效应、天线效应和位移电流效应。采用上面介绍的间隔双环天线可以在一定程度上克服极化效应，下一节将要介绍的Adcock天线也可以有效克服极化效应。而采用屏蔽环结构的天线可以有效地减小或克服天线效应和位移电流效应。另外，这种形式的环天线在结构上也更加稳固可靠，机械强度好，适宜于野外条件下使用，所以实际无线电测向设备中用到的环天线一般都采用这种结构形式。屏蔽环天线如何克服天线效应和位移电流效应呢？我们知道，产生天线效应的主要原因是环天线对地分布电容的不一致性，它所引起的附加电压是破坏其正常“８”形方向特性的根源；产生位移电流效应的原因是多匝环天线中线圈匝与匝之间的分布电容，它们等效于存在一个与原环面正交的面，该等效面对来波信号的接收是破坏环天线正常“８”形方向特性的根源。由此可见，采取适当的措施减弱或消除环天线对地分布电容不一致性的影响，就可以有效减弱或消除天线效应的影响；如果采用单匝环结构的天线，就不会存在位移电流效应。屏蔽环天线的结构如图6-21所示。线圈置于金属屏蔽罩之内，由于金属屏蔽罩良好接地，大大减小了对地分布电容对金属屏蔽罩(环)接收方向特性的影响，使得天线效应得到了有效的减弱；由于内线圈被屏蔽，只有屏蔽罩(环)能接收来波信号，所以内线圈之间的分布电容对屏蔽罩接收来波信号的方向特性不会产生影响，使得位移电流效应得到了很好的克服。

为了使屏蔽环接收的感应电势不被短路，并能有效地转送到内线圈，在金属屏蔽罩的结构设计中用一段长度为L的绝缘介质来隔断屏蔽罩，使得金属屏蔽罩接收来波信号后在绝缘介质的a、b两端点之间产生感应电势。图6-21屏蔽环天线结构示意图在屏蔽环尺寸远小于信号波长的情况下，根据式(6-4)的结论，它接收正常极化地波后在a、b两端点之间产生的感应电势为

这个电压在a、b两端点间的介质区域里所形成的交变电场场强为

由于各匝内线圈与该场强平行且处于该场强之内，因而使得每一匝内线圈产生的感应电压为

由于Ｎ匝线圈是串联结构，所以屏蔽环天线总的输出电压为由此可见，理想情况下屏蔽环天线的接收方向特性和天线有效高度都没有变化。

屏蔽环天线实际接收来波信号的过程中需要经过两次转换能量，即首先将空间的电磁波能转换为a、b两端点间的交变电场能，再将该交变电场能转换为A、B端口的高频电能，能量转换过程中不可避免地会有损失，多一次能量转换就多一份损耗，因此屏蔽环天线有效高度的实际值要小于bNS。6.1.6复合环天线

环天线的正常方向特性为标准的“８”字形，最小接收方位和最大接收方位各有两个，这样在最小信号法测向或最大信号法测向过程中就会出现“双向”问题，即实际测得的示向度值f可能对应f方位的来波，也可能对应f+180°方位的来波，因而还需要对它进行“单向”判决，这就是所谓的“定单向”问题。要实现“定单向”，就需要将天线的方向特性变成只在单个方向具有最小和最大接收。基于这种要求，引申出了复合环天线结构。

复合环天线的结构如图6-22所示，它由一个单环天线和位于环天线中心轴线上的中央垂直天线组成。中央垂直天线的接收电压先经过p/2移相，然后与环天线的接收电压取和，由此形成复合环天线的输出。图6-22复合环天线结构示意图下面具体分析复合环天线的接收方向特性。在满足d/l远小于1的条件下，根据前面式(6-4)的结论，令Em=bES，则

由于中央垂直天线位于环天线中心轴线上，由来波的波程差引起j/2的相移，再加上p/2移相网络的作用，因此

这里考虑到了p/2移相网络难以在整个工作波段内保持严格的p/2移相，因此上式用j0表示e⊥(t)与eab(t)之间的剩余相位差，再令k=E0/Em，则复合环天线的最终输出电压为(6-29)其中,

根据式(6-29)可得复合环天线的方向函数：

f(q)=(cos2q+2kcosj0cosq+k2)]1/2

(6-30)

在k=1、j0=0°的理想情况下，复合环天线的标准方向函数为

f(q)=1+cosq

这是一个心脏形方向图，如图6-23(a)所示。图6-23(b)所示的是k偏离1，j0偏离0°时对应的方向图。图6-23

k、j0取值不同时复合环天线对应的方向图

6.2艾德考克天线

6.2.1

U型艾德考克天线

U型艾德考克天线的结构如图6-24所示，它是由以间隔d垂直架设的两根全向垂直天线组成的，天线接收的信号在底部通过屏蔽馈线输出。

由于垂直架设的两根垂直天线振子只能接收天波中的垂直极化分量，而不能接收其水平极化分量，因此如果天线采用单馈线形式输出，则该馈线会接收天波中的水平极化分量，其结果是使得a、b端口的输出电压中既包含两垂直天线对天波的垂直极化分量接收电压，又包含水平馈线对天波的水平极化分量接收电压，两者合成的结果显然要产生极化效应。图6-24

U型艾德考克天线结构示意图为了有效克服U型艾德考克天线的极化效应，对输出馈线可以采取屏蔽或平衡措施。输出馈线被良好屏蔽起来后，它就无法接收天波中的水平极化分量，因而不会有极化效应存在。对于理想平衡对称且彼此紧靠在一起的两条输出馈线，它们对天波中水平极化分量的接收电压将是等幅同相，交叉输出时两者相互抵消，也不会产生极化效应。在实际设备中，输出馈线通常同时采取平衡和屏蔽措施，从而最大限度地保证了对极化效应的消除。

下面简要分析U型艾德考克天线的接收特性。设两垂直天线的高度远小于信号波长，此时单杆垂直天线的有效高度近似为h/2，根据上一节分析环天线极化效应时对非正常极化天波的电场矢量分解结论，天波的垂直极化分量中与垂直天线平行的电场分量幅值为Ecosycosg，天波到达两垂直天线时由波程差引起的相位差为

若以其中一个垂直天线为参考点，两垂直天线的感应电势分别为故得

由此可见，U型艾德考克天线接收非正常极化天波的方向特性为

同样，在d/l远小于１的条件下，其接收电压表达式可简化为

此时，天线的方向函数和有效高度分别为

U型艾德考克天线的接收方向特性也是标准的“8”字形，但有效高度有所下降。U型艾德考克天线的有效高度正比于cos2g，因此在高仰角天波的测向场合其有效高度会有较大的下降。(6-31)天线有效高度是衡量其接收微弱信号能力的一个重要指标，为了提高U型艾德考克天线的有效高度以适应对远距离微弱信号的测向要求，原则上可以通过增高h或增大d来实现，但h的增高和d的增大都要受到一定的限制。

d的增大受到接收方向特性的限制。当d/l较大时，方向函数将不再是标准的“8”字形方向特性，由此要引起测向误差。在实际装备中，d的取值通常限于(0.3～0.5)lmin，这里的lmin是测向设备最高工作频率所对应的波长。

h的增大受到垂直振子谐振特性的限制。根据长线理论，对终端负载为ZL，特性阻抗为ZC，长度为h的一段传输线，其端口阻抗为由于垂直天线的终端开路，即ZL=∞，当h=l/2时，Zi=∞，但此时天线上的感应电流I≠0，导致端口的感应电压达到无穷大，处于谐振状态。处于谐振状态或处于谐振边缘时，其阻抗特性变得很尖锐，使得感应电势的幅度相位特性都变得很陡峭，两根垂直振子及其外围部件微小的差别都将使得e⊥1(t)与e⊥2(t)在幅度和相位上形成很大的差别，从而破坏天线正常的接收方向特性。因此在工程设计中要让h离l/2有一定的距离，实际测向设备中可使h取值在0.3lmin附近。

为了进一步提高U型艾德考克天线的有效高度，还可以对垂直天线采取顶部加载和降低其谐振时品质因数等措施。对于未加载的单杆垂直天线，当h远小于l时，其感应电流的分布近似为三角形，即顶部为零，底部最大，因此其在天线上的分布特性，顶部的电流分布不再为零，整个感应电流的分布也不再是三角形，而是上窄下宽的四边形，因此可以提高单杆垂直天线的有效高度，使之由h/2提高到4h/5左右。随着单杆垂直天线有效高度的提高，U型艾德考克天线的有效高度也可以得到相应的提高。降低垂直天线谐振时的品质因数，也就是使其谐振时的幅度与相位特性变化缓和，常用的办法是在垂直天线的底部串入一个电阻，如图6-25所示。由于天线谐振时的回路品质因数随着R取值的减小而降低，因而其感应电压的幅度相位特性也变得更平缓，这就便于实现两垂直天线之间幅度与相位特性的平衡，使得天线高度h的取值可以突破0.5lmin的限制，达到0.8lmin左右，这样天线的有效高度就可以得到比较大的提高。当然，在这种情况下，低频端的接收电压会下降，但可以采取其他适当的办法来弥补，例如在前置放大中利用放大器低频端增益比高频端高的特点来弥补天线接收电压低频端降低的缺陷。图6-25底部串入电阻的垂直天线6.2.2

H型艾德考克天线

H型艾德考克天线的结构如图6-26所示。两根相距为d的对称振子垂直架设，且离地面有一高度H，振子的输出由两根相互平衡且彼此靠紧的水平馈线交叉连接到“双端/单端网络”的输入口，该网络的输出则作为天线的输出。由于天线的外形很像字母“H”，所以称之为H型天线。图6-26

H型天线结构示意图由于垂直对称振子在水平面的接收方向特性与垂直天线相同，所以H型天线具有与Ｕ型天线相同的接收方向性，分析方法与Ｕ型天线相类似，这里就不再重复。

H型天线的两根水平馈线也有可能分别接收电波中的水平极化分量而产生感应电压，但在理想情况下由于两者平衡对称且彼此紧靠在一起，它们所感应的电压可以认为是等幅同相，在交叉输出时相互抵消，所以不会影响两垂直对称振子正常的接收方向特性。

但是如果考虑H型天线实际分布参数的影响，情况就会有所不同。下面以天线的左半部分为例进行分析，如图6-27所示。图6-27

H型天线的水平馈线接收电波中水平极化分量等效示意图设天线上、下振子的对地分布电容分别为C1H和C1L，上、下馈线的对地分布电容分别为C2H和C2L，馈线接收电波中水平极化分量而感应的电压分别为EH=和EL=，显然可以作如下合理的假设：

EH==EL==E=

C2H=C2L=C

如果不考虑另一半回路的影响，则EH=在a点产生的电势近似为

同样EL=在b点产生的电势近似为因此，在a、b两点间产生的电压近似为

由此可见，H型天线的馈线对电波水平极化分量的接收电压正比于E=，也正比于|C1H－C1L|。

由于H型天线的上、下振子到地面的距离不同，因而一般C1H≠C1L，|C1H－C1L|>0，若采取高架天线的措施，既使得C1H和C1L减小，也使得|C1H－C1L|减小。E=的值取决于水平馈线接收电波中水平极化分量的能力，若对水平馈线采

取屏蔽措施，则E=可减小到近似为零。在实际装备中，通常综合采用屏蔽馈线和高架天线的措施，因此通常认为H型艾德考克天线不存在极化效应。

6.3角度计天线

环天线和艾德考克天线接收方向特性中的零值方位对应于天线平面的法线方位，因此，采用最小信号法测向时，必须将天线旋转到使得其平面的法线方向对准来波方位，才能根据天线平面所处的方向确定目标信号的来波方位值。也就是说，采用最小信号法测向时，要求天线必须能够绕中心轴旋转，这势必使得天线的机械结构复杂，工作的时效性差，操作使用也不方便。为了解决天线的旋转时效性问题，设计出了角度计天线这种结构形式。角度计天线的结构如图6-28所示，它是由角度计和天线两部分组合而成的。角度计包括三个线圈，其外层是两个正交设置的固定场线圈LN和LE，内层是一个可以绕中心轴旋转的搜索线圈LM。天线部分通常是由两副正交配置在南北和东西方位的环天线或艾德考克天线(U型天线或H型天线)组成的，N、S及E、W天线之间的距离为d，两天线对输出分别送到角度计中两个对应的场线圈LN和LE。在示意图中为了直观简洁起见，线圈都画成空心结构，在实际装备中，三个线圈都绕在磁环上，以增大其磁感应系数。图6-28角度计天线的结构示意图6.3.1角度计天线的基本工作原理

如图6-29(a)所示，设来波方向与南北天线对之间的夹角为q，则与东西天线对之间的夹角为90°－q，当d远小于l时，在南北、东西两副天线上产生的感应电压可以记为

eNS(t)=Emcosqejwt

eEW(t)=Emsinqejwt

它们分别送到LN和LE后，将在两个场线圈中形成感应电流。设两个场线圈的回路阻抗ZN和ZE相等，即ZN=ZE=Z，感应电流可表示为感应电流使场线圈中产生交变磁场，其方向可由右手螺旋定则确定，如图6-29(b)所示。设两个场线圈的磁感应系数KN和KE相等，即KN=KE=K，则两个线圈中的磁场强度分别为

令Hm=KEm/|Z|，HNm=Hmcosq，HEm=Hmsinq，则合成磁场的幅度为

这是一个与来波方位值q无关的量。图6-29来波方位与角度计中磁场方向的关系设合成磁场方向与LE平面之间的夹角为f，不难看出：

由此可见，合成磁场方向与LE平面之间的夹角就等于来波方位角q，因此，如果能够确定合成磁场的方向，也就可以确定来波方位值q。由于搜索线圈置于两个场线圈的中央，是处于一个交变的磁场中，因而会有磁通量通过LM而产生感应电压。感应电压大小与通过的磁通量多少有关，也就是说与LM所处的位置有关。如果LM平面与合成磁场H的方向正交，则通过线圈LM平面的磁通量最多，因而感应电压达到最大值。随着

LM平面与合成磁场H之间的夹角逐步减小，穿过LM平面的磁通量也随之减少，因而感应电压也随之减小。当LM平面与合成磁场H平行时，穿过LM平面的磁通量为零，因而感应电压也为零。由此可见，当两副正交天线接收到空间某方位的来波信号时，在角度计的两个场线圈中间会形成合成磁场H，该合成磁场的磁通量穿过搜索线圈LM平面后将产生感应电压,若旋转搜索线圈LM，则它所输出的感应电压也会随之变化。当搜索线圈旋转到某一位置而使得输出的感应电压为零时，说明此时LM平面与合成磁场H平行。由于H与场线圈LE平面之间的夹角f

就等于来波方位值q，因此当搜索线圈输出的感应电压为零时，根据LM平面与LE平面之间的夹角就可以确定来波方位值q。

下面我们对搜索线圈输出感应电压的方向特性进行定量分析。设来波方位为q，搜索线圈LM平面与场线圈LE平面之间的夹角为f，则合成磁场H与场线圈LE平面之间的夹角为q。将H分解为与LM平面正交的分量H1和与LM平面平行的分量

H2，显然只有与LM平面正交的分量H1才会使搜索线圈产生感应电压，而H1=Hmsin(F－q),再假设KI为电流感应系数，Z0为阻抗，则H1在搜索线圈LM中引起的感应电流为

对应的感应电压为其中Vm=|Z0|KIHm。由此得到搜索线圈输出感应电压的方向函数：

F(f)=sin(－q)

与前面分析的方向函数不同，这里的参变量f是搜索线圈LM平面与场线圈LE平面之间的夹角，而来波方位角q在这里起参考基准的作用。显然F(f)是以f=q和f=180°+q为零点并具有“8”字形变化规律。正因为如此，在角度计天线中可以利用搜索线圈LM的旋转来代替天线的旋转。6.3.2间距误差

前面的分析是假设了南北与东西天线对都满足d远小于l的条件，使得fNS(q)=cosq，fEW(q)=sinq，这样才保证了合成磁场H的方向与LE平面之间的夹角满足f=q。但是在测向天线的实际工程设计中，为了保证测向灵敏度的指标要求，往往在整个工作频段内对天线有效高度也相应地有较高的要求，为此只有适当增大d的取值，例如通常取d=0.25lmin,这样就不满足d远小于l这一条件，其方向函数必须用 和 来描述，从而使得合成磁场的矢量方向与LE平面之间的夹角为此时如果仍然根据合成磁场的矢量方向与LE平面之间的夹角f来确定来波方位角q

，就会引起测向误差，这种误差我们称之为间距误差。

间距误差通常用Dqd来表示，根据上面的分析推导有：

Dqd的大小既与d/l的比值有关，也与来波方位角q有关。图6-30给出了d/l取值不同时Dqd随q的变化曲线，该曲线又称为间距误差曲线。(6-32)图6-30取值不同时对应的角度计天线间距误差曲线根据图6-30中曲线的变化规律我们发现，角度计

天线的间距误差有两个显著的特点：

(1)随d/l的增大，|Dqd|max随之显著地增大。

(2)在0°～360°方位范围内类似于正弦起伏变化，在q=n·45°(n=0，1，2，3，4，5，6，7)的八个方位上，Dqd=0。基于这一特点，其误差曲线又被称为八分圆误差曲线，或者说它具有八分圆的间距误差特性。6.3.3正交八元角度计天线

上面介绍的角度计天线是由东、西、南、北四个天线元及对应的场线圈LN、LE和搜索线圈LM组成的，通常称之为四元角度计天线。从图6-30所示的曲线可见，四元角度计天线的间距误差随d/l比值的增加而迅速增大，当d/l=0.25时|Dqd|max≈1.5°，而当d/l=0.7时|Dqd|max可达18°，由此限制了d/l只能在很小的值域内选取，进而也限制了天线有效高度的提高。为了解决这一问题，我们引出正交八元角度计天线这种结构形式，如图6-31(a)所示。图6-31八元角度计天线结构示意图正交八元角度计天线可以看做是由两个彼此相交45°的四元角度计天线组成的，即两副艾德考克天线N1S1E1W1与另两副艾德考克天线N2S2E2W2在配置上偏离45°，两个场线圈LN1、LE1与另两个场线圈LN2、LE2在结构上也偏离45°。对于信号接收来说，由天线N1S1E1W1接收的信号在LN1、LE1场线圈产生的分磁场HN1、HE1合成后所得到的H1与由天线N2S2E2W2接收的信号在LN2、LE2场线圈产生的分磁场HN2、HE2合成后所得到的H2大小相等且方向相同，相互加强，起到了倍增的作用，即H1=H2=H，H1+H2=2H；对于间距误差来说，如果来波相对于天线N1S1E1W1为q方位，则相对于天线N2S2E2W2来说就是q+45°方位，根据前面对四元角度计天线间距误差特性的分析，q与q+45°方位对应的间距误差几乎是大小相等，符号相反，因而两者的间距误差相互抵消，使得正交八元角度计天线的间距误差大大减小。

下面我们对正交八元角度计天线的工作原理和间距误差特性进行简要分析。

根据前面对四元角度计天线的分析结论，在理想情况下，对于q方位的来波将在四个对应的场线圈中心产生交变磁场，对应分磁场的方向可根据右手螺旋定则确定，如图6-31(b)所示，磁场强度分别为

HN1=Hmcosq

HE1=Hmsinq

HN2=Hmcos(q+45°)

HE2=Hmsin(q+45°)设HN1与HE1合成的磁场为H1，HN2与HE2合成的磁场为H2，则

H1的方向与LE1平面之间的夹角为

H2的方向与LE2平面之间的夹角为

由于LE2与LE1平面之间的夹角为45°，则H2的方向与LE1平面之间的夹角f'

2=f2－45°=q，因此H2与H1大小相等，方向相同，即H1=H2=H。总的合成磁场H合=H1+H2=2H，它与四元角度计天线相比幅度增加了一倍，且磁场方向与LE1平面之间的夹角仍然与来波方位值q相同。

考虑到四副天线的实际接收方向函数分别为四副天线所接收的高频电压在对应的四个场线圈中心产生的实际交变磁场强度分别为对于HN1与HE1的合成磁场H1，其磁场强度为

H1的方向与LE1平面之间的夹角为

对于HN2与HE2的合成磁场H2，其磁场强度为(6-33)H2的方向与LE2平面之间的夹角为

由于LE2平面与LE1平面之间的夹角为45°，所以H2的方向与LE1平面之间的夹角为f'2=f2－45°。一般来说，H2与H1两矢量的长度近似相等，方向的差别也很小，因而总的合成磁场矢量H合的强度近似为2H2或2H1，而方向则近似为两分磁场矢量方向的中间值，即H合与LE1平面之间的夹角为f=(f1+f'2)/2，由此引起的间距误差为(6-34)(6-35)由式(6-35)可见，对q=n·45°(n=0，1，…，7)方位的来波信号Dqd=0，这与四元角度计天线的间距误差特性一致。对于q=22.5°方位的来波，由于

此时根据

得

即

用同样的方法分析q=n·22.5°(n=3，5，7，9，11，13，15)时对应的间距误差特性，都有Dqd=0。

图6-32给出了d/l=0.7和d/l=0.8时对应的间距误差曲线,可见正交八元角度计天线的间距误差非常小，几乎可以忽略不计。图6-32正交八元角度计天线的间距误差曲线综上所述，八元角度计天线的间距误差具有如下显著特点：

(1)间距误差非常小，随d/l的增大，其|Dqd|max不会明显增大。

(2)在q=n·22.5°(n=0，1，2，…，15)的方位点，Dqd=0，其他方位的间距误差类似于正弦规律变化，也就是说正交八元角度计天线具有十六分圆的间距误差特性。

由于正交八元角度计天线中多了两个场线圈LN2和LE2，在实际工程设计时要实现四个场线圈的平衡一致和相互隔离是一件非常困难的事，而场线圈性能参数的不一致和彼此之间的相互影响，必然会引起合成磁场方向的变化，由此引起的误差就成为不可忽略的主要误差来源，它比间距误差要大得多，因此实际设备中一般不采用这种天线结构。实际采用的是下面介绍的Roche天线。6.3.4

Roche天线

Roche天线的结构如图6-33所示，它的天线部分是由八个垂直天线元组成的，角度计部分则是由两个正交的场线圈LN与LE及搜索线圈LM组成的。在这里天线对N1S1、N2S2分别偏离南北方位±h角架设，天线对E1W1、E2W2分别偏离东西方位±h角架设。天线元N1与N2、S1与S2、E1与E2、W1与W2两两接收的电压分别合成后等效为NS与EW两副天线的输出电压。图6-33

Roche天线结构示意图设各天线元的接收电压分别为eN1(t)、eN2(t)、eS1(t)、eS2(t)、eE1(t)、eE2(t)、eW1(t)、eW2(t)，则(6-36)(6-37)当d/l远小于1时，有

此时，

可见，在d/l远小于1时，Roche天线与分别排列在东西、南北方位的两副天线具有相同的方向特性。eNS(t)与eEW(t)分别送到场线圈LN与LE，根据前面对四元角度计天线的分析结论，最后形成的合成磁场H的矢量方向与LE平面之间的夹角为

下面来分析Roche天线的间距误差。

根据式(6-36)与式(6-37)，合成磁场H矢量的实际方向与LE平面之间的夹角f为

所以天线的间距误差为

根据式(6-38)通过计算机模拟计算d/l=0.5和d/l=0.7时q在0°～360°范围内的间距误差，得到图6-34所示的曲线。(6-38)图6-34

Roche天线间距误差曲线从该图6-34的误差曲线可以看出，Roche天线的间距误差仍然是八分圆的误差特性，误差的大小比正交八元角度计天线高一个数量级，但比四元角度计天线低一个数量级。

由式(6-38)可见，Dqd的大小除了随q而变化外，还与h有关，因此h值的选择是否最佳将直接影响到Roche天线的间距误差特性是否最小。图6-35所示的是在q=22.5°(近似于引起最大间距误差的方位)的条件下，h取值不同时对应Dqd随d/l变化的曲线，可见，当q=28°时Dqd的值最小，且随d/l的变化最平坦。图6-35

h取值不同时Dqd随d/l变化的曲线

总体来说，Roche天线既综合了四元角度计天线与正交八元角度计天线的优点，又克服了两者的缺点，因而是一种比较好的天线结构形式，在中小型固定和车载、舰载等无线电测向场合有比较广泛的应用。

6.4锐方向天线

前面讨论的几种具有“8”字形方向特性的天线，由于结构简单等特点，在短波和超短波无线电测向中获得了广泛的应用。但它们也存在两个方面的严重不足，其一是对不同方位同时到达的多个同频或近频(工作频率都落在测向信道接收机通带范围内)目标信号测向处理能力弱，其二是对远距离微弱信号难以完成正常测向任务。

现代电子战环境中的通信信号在时域、空域、频域上的分布都具有密集复杂的特点，要在这种环境下对整个战区范围内各目标通信网中同时或分时工作的多个电台信号进行测向，特别是对远距离通信目标的微弱信号进行测向，必须寻找新的天线结构形式，以克服“8”字形方向特性天线的不足,其基本要求是：

(1)能将不同方位同时到达的多个同频或近频信号从空域上分离开来，也就是说，当天线接收某一方位的来波信号时，对其他方位的来波信号不接收，这就要求天线具有尖锐的方向特性。

(2)具有高的天线增益(天线有效高度)，以便能够正常接收远距离微弱信号。

由此我们引出具有尖锐方向特性的多元阵列天线这种结构形式，简称锐方向性天线或阵列天线。

6.4.1均匀直线阵

如图6-36所示，n个相同的垂直振子以等间距d排列在一直线上，各振子的输出叠加后作为天线阵的输出，这就构成了一个n元均匀直线阵天线。图6-36

n元均匀直线阵天线示意图下面分析一下这种天线的方向特性。

设来波信号与天线阵法线方向之间的夹角为q，来波的仰角为g，这样相邻天线元之间由于波程差而引起的接收电压相位差为

若第二个天线元接收电压e2(t)比第一个天线元的接收电压e1(t)超前相位j，则e3(t)比e2(t)超前相位j，e4(t)比e3(t)超前相位j，…，en(t)比en－1(t)超前相位j，于是有：(6-39)由此得到天线阵的方向函数为

令 ，则函数 取极值的条件为

即

nsinxcos(nx)－cosxsin(nx)=0

或

ntan(x)=tan(nx)(6-40)得到一组解为

x=ip

(i=0，1，2，…)

因此方向函数fn(q)取极大值的条件是：

得

d/l的取值通常小于1，因而上式只有当i=1时成立，即对应q=0°和180°时fn(q)为最大值，天线阵有最大接收电压。根据洛比达法则：

由此可见，当来波方位为0°或180°时，天线阵的最大输出电压幅度为nEm。这一点从物理概念上很容易理解，因为在0°或180°方位，来波到达各天线元之间没有波程差，因而各天线元接收的电压是等幅同相，相加后的输出是单个天线元输出的n倍,达到最大值。由于

是偶函数，所以fn(q)关于q是偶对称的；又由于sinq的对称性，故q在90°～0°～－90°区域的方向特性与q在90°～180°～270°区域的方向特性完全一致。我们希望天线阵的方向函数具有单向特性，即天线阵只接收90°～0°～－90°区域的来波信号，而对90°～180°～270°区域的来波信号不接收，为此工程应用中通常在90°～180°～270°区域距天线阵处设置一金属反射网，通过它屏蔽90°～180°～270°区域的来波信号而实现了单向接收。如果称入射到天线阵并继续入射到金属屏蔽网的波为入射波或主波，则到达金属屏蔽网后再反射回来的波为反射波。对于天线阵法线方向的来波信号，它到达天线阵后将在各天线元上产生感应电压，入射波继续往前传输到达金属屏蔽网，从屏蔽网再反射回来，该反射波到达天线阵平面后又在各天线元上产生感应电压。由于反射波多走了波程l/2，相当于p的相移，另外电波到达金属屏蔽网后再反射的过程中又有p的相移，这就相当于反射波比主波多了2p的相移，所以主波与反射波在天线阵平面处的合成结果使得场强得到加强，这就是金属反射网的位置距天线阵l/4处设置的原因。下面讨论的天线阵都假设具有单向特性。

图6-37所示的是n=6，d/l=0.25时均匀直线阵所对应的方向图。通过对式(6-40)的分析可知，均匀直线阵天线的方向特性具有如下特点：图6-37

n=6，d/l=0.25时均匀直线阵方向图

(1)在q=0°方位，天线阵接收电压的幅度为最大值nEm,偏离0°方位后接收电压幅度迅速下降。

(2)在满足

即

的方位上(其中，im为小于或等于ndcosg/l的最大整数)，对应着方向图的零值接收点。在天线方向函数的im对零值接收点中，第一对零值接收点对应的方位为由于q=0°对应天线的最大接收方位，我们称区域q10－

～0°～q10+为天线方向图的主瓣。主瓣宽度是锐方向性天线的一个重要方向性指标，用q0来表示，即

(3)在满足

即第一副瓣对应的峰值为最大，它出现的方位为

当g=0°时，在n很大的情况下，第一副瓣对应方向函数的值为

(4)锐方向性天线的另一个重要指标是主瓣的半功率宽度，它是主瓣功率从最大值下降至最大值的0.5(或电场强度下降至原有值的0.707)时所对应的夹角，通常用q0.5来表示。当g=0°时，

如果n比较大，则对应的q0.5很小，由上式可得到：

令 ，利用三角函数的近似级数展开式 ，则有解得

再由sinq0.5≈q0.5得到半功率宽度的近似值：

或

由此可见，qHP的大小主要取决于d和n，或者说取决于天线阵的长度L。我们希望qHP越小越好，这可以通过适当地增大d或增加n来尽量满足其要求，但付出的代价是天线阵庞大复杂，特别是在短波和超短波波段，如果要使qHP达到比较高的指标，例如3°～5°，则整个天线阵庞大复杂的程度几乎无法容忍。

这里需要注意的是d的取值必须小于l，否则若d>l，则在满足

即6.4.2均匀直线阵等分为两组后的和/差方向特性

用锐方向性天线的主瓣对目标信号进行测向时，测向精度主要取决于主瓣的半功率宽度。例如要求测向精度为±1.5°，则半功率宽度qHP应该小于3°，考虑工作波长为10m(30MHz),取d=0.5l，根据qHP的计算公式，要求n=33，算得整个天线阵的长度是160m，显然这个天线阵过于庞大。那么有没有办法使得在不降低测向精度的情况下降低对n的要求？答案是肯定的，如果将一个均匀直线阵等分为两组，混合利用两者取和与取差的方向特性，就可以满足上述要求。图6-38所示的是一个2n元均匀直线阵等分为两个n元均匀直线阵的结构示意图。图6-38

2n元均匀直线阵等分为两个n元均匀直线阵后的