《LTE基础原理与关键技术》课件第3章

第3章LTE中OFDM技术3.1OFDM基础

3.2LTE中的OFDM3.3LTE下行性能分析

3.4LTE上行性能分析

3.5LTE中上、下行OFDM技术对比

3.6LTE中OFDM参数选取

作为多载波通信的一种，正交频分复用(OFDM)最具有优势的应用环境就是频率选择性信道。但与一般的频分复用(FDM)技术不同，OFDM系统的各个子信道在时间上相互正交，在频率上相互重叠。典型的FDM系统及OFDM系统频谱如图3.1.1所示。3.1OFDM基础

图3.1.1典型的FDM系统与OFDM系统频谱对比一个高速的串行数据发射方法(例如CDMA系统)最大的问题在于由于符号速率太高，导致符号周期Ts可能远远小于无线信道的多径时延Td，这样将造成严重的符号间干扰(ISI)。为了克服这个问题，必须使用非常复杂的时域均衡技术。当数据符号速率更进一步提高时，时域均衡器太过于复杂，由此限制了串行数据发射方法的进一步使用。

OFDM的基本做法是把高速串行数据流通过串/并变换，变成多个低速的并行数据，每个低速的数据流采用一个子信道进行传输，这样每个子信道上的符号周期得到加长(N·Ts)，远远大于Td。此时每个子信道基本不存在ISI，本质上是把一个频选信道“切割”成若干非频选信道，在每个非频选信道中不需要复杂的均衡器就可以解调数据。OFDM串/并变换如图3.1.2所示。

图3.1.2OFDM串/并变换示意图多径时延造成的频选信道如图3.1.3所示，进一步可以确定，在常规宽带载波系统中，只能根据一个宽带的信道质量来确定编码方式，而OFDM理论上可以根据若干子信道质量分别确定编码方式。对于信道质量高的，采用更高效率的编码方式。另外，假如再考虑各子信道发射功率(“注水”)，便可以得到最大的吞吐量。

图3.1.4给出了宽带载波系统和OFDM系统对抗频选衰落的基本示意图。

图3.1.3频选信道产生原因及结果示意图

图3.1.4对抗频选衰落示意图

一个典型的OFDM连续信号，在某个OFDM符号内可以表示为

(3.2.1)3.2LTE中的OFDM其中，di表示该符号内第i个传输数据符号，它在第i个子信道上传输；fc为载波频率； 为子信道的频宽，T＝N·Ts为各个子信道上数据符号的周期时间。 定义为

(3.2.2)

假定s(t)的带宽为Bc＝N×Δf，以

进行抽样，形成离散时间信号:

(3.2.3)

对s(t)进行离散化后的离散信号具有IDFT的表达形式，因此可以借鉴FFT/IFFT等快速算法实现ODFM调制、解调过程。OFDM发射/接收原理示意图如图3.2.1所示。

图3.2.1OFDM发射/接收原理示意图由于有

(3.2.4)

则有

(3.2.5)

式(3.2.5)说明:在理想信道下，即无时延、无频偏等情况时，OFDM各子载波具有正交性。

完整的OFDM系统时-频资源分配示意图如图3.2.2所示。

相比以前的系统，可以非常清楚地看到，OFDM系统对资源的定义:首先分时间段－符号段，在每段时间内，又分子载波，更加细化，而不是粗放式的，因此提供了更好利用信道的可能性，从而提升了系统的整体吞吐量。

LTE20MHz系统带宽、100RB资源定义下的频谱重新描述如图3.2.3所示。

图3.2.2OFDM时-频资源分配示意图

图3.2.3LTE中频谱示意图(100RB)图中，固定每子载波带宽为Δf＝15kHz(PRACH/MBMS除外，因为它们的子载波带宽分别为1.25kHz和7.5kHz)，为了支持最大20MHz的信号带宽，协议定义为1200个子载波，即有效带宽为1200×15kHz＝18MHz；同时也为了最近FFT点数的需要，离1200最近的2N，就是2048点，即代表2048个子载波，因此确定最低采样信号带宽为

Bc＝Δf×2048＝15kHz×2048＝30.72MHz

按照单倍采样速率，则采样频率也为30.72MHz，对应时域采样间隔为 即

根据图1.3.1和图1.3.2，每1ms的子帧中含有 个离散样值(即I/Q数)。同时为了克服符号段之间的多径干扰，也克服符号段内部子载波之间的干扰，OFDM系统在符号段之间设计了CP，这些样值在时域如图3.2.4所示。

图3.2.4LTE时域样值示意图这些样值在LTE中按照如下的规则分配:

·NormalCP(正常覆盖小区):

14×ND＋14×NNor-CP＝14×2048＋14×146.3＝30720

其中，14表示每1ms中有14个符号周期；每个符号的I/Q样值数目ND为2048；每个NormalCP的I/Q样值数目NNor-CP大约为146.3样值(该值为平均计算的结果，实际协议中约定，每子帧中有2个符号，即每时隙第一个符号CP长度为160，其余符号CP长度为144)

32.55×146.3≈4762ns≈4.76μs

在这种配置下，假定同步估计与跟踪完全准确时，则可以认为或约束多径时延扩展小于NNor-CP，即约束多径之间的最大传播路径之间不超过4.76×300≈1.4km，才不至于引起符号段间干扰。这是一种典型的市区宏小区、微小区的信道特征。同时为了降低干扰的风险，还需要或依赖精确的同步估计与跟踪，否则同步误差将缩短抗多径时延扩展值。

·ExtendedCP(大覆盖小区):

12×ND＋12×NEx-CP＝12×2048＋12×512＝30720其中，12是每1ms中有12个符号周期；各符号的I/Q样值数目ND为2048；每个ExtendedCP的I/Q样值数目NExCP大约为512样值，CP长度约为32.55×512≈16666ns≈16.67μs

在这种配置下，假定同步估计与跟踪完全准确，则可以认为或约束多径时延扩展小于NEx-CP，即约束多径之间的最大传播路径之间不超过16.67×300≈5km，才不至于引起符号段间干扰。这是一种典型的郊区宏小区、广覆盖的信道特征。同时为了降低干扰的风险，还需要或依赖精确的同步估计与跟踪，否则同步误差将缩短抗多径时延扩展值。由上可以简单估计出BBU与RRU之间，每根天线数据流量(不考虑数据压缩):

30.72×106×(16＋16)＝983.04Mb/s

其中，假定每个样值以32bit量化(I/Q各16bit)。

按照图3.2.3所示，20MHz系统中，带通滤波器的过渡带平均只有1MHz左右，如果以有效总带宽为参考，相当于等效滚降因子只有:

一个有趣的现象或问题:

(1)从频域看，1MHz左右的载波过渡带是否足够？

(2)为了实现如此小的滚降因子的滤波器，在时域如何实现？或者时域如何规避符号间干扰？

为了更清楚解释或理解这个问题，首先观察图3.2.5，该图为LTE中时频资源分配原理框图。

图3.2.5LTE中时频资源分配原理框图从图3.2.5可知:从频域看，假定每个子载波采用理想的sinc(f)函数进行抽样与插值，则其时域就为理想的矩形函数，如图3.2.6所示。

根据:

即每个符号在时域内有2048个采样点，每个采样点的时间间隔Ts＝32.55ns，在时域内，每个符号的有效时间为66.67μs。

图3.2.6频域理想抽样示意图遗憾的是，理想的sinc(f)函数是非因果的，其在频域“无穷无尽”，在工程中是无法实现的(就像时域理想抽样函数sinc(t)一样无法实现)。为了工程能够实现，必须对理想的sinc(f)函数进行“截断”、“根升余弦”等处理(类似我们熟悉的时域处理)，带来的时域波形就出现“展宽”、“振荡”现象(原因就是频域加窗，对应时域卷积)。图3.2.7所示为频域窗化后时域的波纹效果。

图3.2.7频域窗化后时域的波纹效果从图3.2.7可以看出，由于在时域理想的矩形窗出现“展宽”、“振荡”现象，这样即使不考虑多径时延影响，相邻两段符号之间也存在干扰，为了克服这个问题，引入CP以规避相邻两段符号的干扰；另外，再考虑多径时延扩展的影响，则更需要CP的保护。

根据sinc(f)的特征，假定距离目标符号N个符号以外的能量可以忽略，干扰也可忽略，则可以计算出造成的频域和时域扩展及保护范围:

·从频域看，只要满足下式即可:

即频域窗宽:

B窗＜2×N×Δf＝1.98MHz

·从时域看，令:

M＝2N＋1

则对应不同的M，其时域振荡、扩展示意图如图3.2.8所示(不考虑其他类型的窗函数，仅考虑性能最差的矩形窗)。

图3.2.8不同长度的矩形窗函数对应的振荡、扩展性能显然，最大N可以取66，则即使考虑性能最差的矩形窗函数时(频域)，其时域性能也应该优于图3.2.8中M＝101的情况。而根据M＝101图形，除了“略微振荡”性外，其时域扩展性能几乎可以忽略。

进一步思考:由于sinc(f)中，取N＝66已经足够长了，例如图3.2.9给出的N＝20的sinc函数，可以看出超过5个符号后的能量已经非常小了，这时我们设置N＝66矩形窗，基本等价于理想的sinc函数(不加窗)，这时等价在时域基本无时间扩展。

图3.2.9sinc函数示意图综上所述可以看出:在频域，1MHz的过渡保护带宽相比Δf＝15kHz的子载波间隔，保护足够(N＝66)，基本等效理想保护(无穷远保护)；在时域，由于频域足够大的保护带，则时域振荡、时间扩展基本可以忽略，每个子载波在时域基本等效为理想的矩形包络。

正是由于上述原因，LTE中没有设置或者定义特别的时域或者频域滤波器，降低了实现的复杂性，其本质物理含义是在频域采用了最普通的理想sinc(f)抽样与合成，或者理解成在时域采用了矩形波形叠加，就获得了全部连续波形。

LTE下行采用OFDMA的多址接入方式，物理层收/发信机的基本链路处理框图(以及等效频域链路)如图3.3.1所示。

在接收端，一般直接采用在频域均衡的方法，如图3.3.2所示。3.3LTE下行性能分析

图3.3.1物理层收/发信机的基本链路处理框图

图3.3.2下行接收机频域均衡器框图更进一步，接收端可以是“单抽头”频域均衡的方法，大大降低接收端的复杂度，如图3.3.3所示。

对于下行而言，必须回答的问题是，系统如何克服以下问题:

(1)多径时延扩展带来的多径干扰；

(2)高速移动带来的多谱勒干扰。

图3.3.3接收端“单抽头”频域均衡示意图3.3.1下行抗多径分析

要回答上述问题(1)，从定性角度看，首先观察图3.3.4所示的下行资源分配示意图。

根据OFDM的基本原理，在绝对同步且单径情况下:

(3.3.1)

图3.3.4下行资源分配示意图2个子载波符号功率分别为Pi、Pk，根据式(3.3.1)，各子载波的时域波形在积分周期内满足正交性(与各子载波的功率无关，与子载波的位置无关)。

当存在多径时，以2径为例分析，假定第2径的相对时延为τ，第2径相对第1径的相对功率为A，则子载波间满足:

(3.3.2)

从式(3.3.2)可知:各子载波的时域波形在积分周期内满足正交性(与各子载波的功率无关，与子载波的位置无关)。对于i＝k子载波自身，其信号能量与多径造成的相位有关，既存在两条多径自身的能量，也存在多径之间的交叉项能量。只要估计出各子载波的频域信道估计Hi，就可以恢复各子载波的信号，各子载波频域信道估计Hi满足:

(3.3.3)

通过式(3.3.3)可以进一步分析:各子载波自身能量由于与f＝2πiΔfτ相位有关，即各子载波之间由于i不一样，造成f

＝2πiΔfτ不一样，最终造成是频率选择性的，在子载波内部f

＝2πiΔfτ保持一定，为平衰信道。如图3.3.5所示，其中，(a)为多径示意图，(b)为多径使信道在频域表现为频率选择性的示意图。

图3.3.5多径造成频率选择性信道示意图在式(3.3.2)和(3.3.3)中的推导，假定了一个前提，就是需要保证所有的多径信号都有完整的积分区间 如果不是完整积分区间，则不能保证多径下各子载波正交。

一种很自然的想法就是在符号段之间插入保护间隔(类似于TD-SCDMA系统中时隙间的GP)，但根据式(3.3.3)，在固定的 积分周期内，单纯的空闲的保护间隔只能避免符号段间干扰，无法避免载波间干扰，如图3.3.6所示。

图3.3.6单纯保护间隔带来的多径干扰

LTE中，在接收端的固定接收窗内，是否能始终获得所有多径完整的积分区间呢？显然接收端无法做好这点，但换个角度，在发射端能否有一些操作呢？在LTE中，就是在发射端，在做完IFFT获得时域样值后，把每个符号2048个样值的后端的NCP个样值复制到CP上，如图3.3.7所示，复制的规则是“直接搬移”，这是OFDM的一个“创新点”，即图3.3.8所示。

图3.3.7LTE时域样值示意图图3.3.8LTE中CP复制示意图在发射端采用图3.3.8所示的处理后，在接收端，对于每个符号而言，首先直接去掉CP的NCP数据，只保留ND＝2048个样值。ND＝2048个样值是否包含了所有多径完整的积分区间呢？很容易理解，由于多径时延“移出”了几个样值，则从CP“推过来”几个样值，因此是完整的。一种直观的理解就是从图3.3.6变成了图3.3.9。

图3.3.9CP填充带来的多径完整积分区间示意图通过式(3.3.3)进一步分析，要解调各子载波的信号，需要得到所有子载波的信道估计Hi，但根据协议，如图3.3.10所示，下行参考信号是格状分布的，它们并非连续。那么如何保证在获得参考信号的H后，就可以通过后处理(例如插值、外推等)得到任意子载波的H呢？

根据图3.3.10可知，任意子载波，离最近的参考信号的距离最大不超过3个符号，因此:

Δf≤2π·3·Δf·τ＝6π×Δf×τ

图3.3.10NormalCP参考信号的映射再根据:

根据上式，只要τmax<CP＝144Ts，则参考信号与数据位置之间的相位差Δf≤76°。联合以上两式可以更清楚地看到，用参考信号的信道估计值得到数据部分的信道估计值，其误差不仅仅与多径的时延扩展τ有关，也与各径的相对功率Ai直接相关。最恶劣的情况是时延扩展τ很大，同时相对功率Ai也较大的信道环境，此时用参考信号的信道估计值进行后处理得到的信道估计值也是有误差的，这将造成数据部分的信道估计不准确而导致解调性能下降。

综合起来:假定下行频域发射端需要发射信号序列X(k)为

(3.3.4)

根据图3.3.1，其在信道上真实发射的信号序列为x(n)＝IFFT［X(k)］；假定存在多径信道冲激响应为h(n)，则接收端收到的时域信号为

y(n)＝x(n)*h(n) (3.3.5)

·时域均衡器:

根据式(3.3.5)，如果在时域进行解调，显然由于收到多径信道的影响，表现为卷积过程，为了消除多径的ISI影响，必须采用时域块均衡器进行破零(类似于GSM)，造成接收机异常复杂。图3.3.11所示为典型的时域均衡器示意。

图3.3.11典型的时域均衡器示意图定义:

W＝［W0

W1…WL－1］H (3.3.6)

则根据MMSE准则，一般有:

(3.3.7)

其中，R为输出端信号自相关矩阵；ρ为输入/输出端互相关矩阵。

·频域均衡器:我们知道，时域卷积等价于频域的乘积，这样可以用频域简单的点乘(点除)来代替时域复杂的均衡器，这是OFDM系统最优秀的地方。假定信道有L条径，每条径归一化离散时延依次为0、1、…、L－1，即信道h为

(3.3.8)

下行接收端频域接收信号Y(k)可以表示如下:

(3.3.9)

其中，H可以表示为

(3.3.10)

(3.3.11)显然我们只要通过参考符号得到参考符号的信道估计 后，通过后处理得到数据符号的信道估计

，则采用MF、ZF、MMSE，都可以以子载波并行解调数据Xi。频域均衡器示意图如图3.3.2所示。对于频域均衡器，每个子载波采用简单的MMSE方法如下:

(3.3.12)

至此可得如下结论:

(1)每个OFDM符号之间加CP(循环前缀)，其作用是为了对抗无线信道的多径时延扩展带来的OFDM子载波正交性破坏的问题，只要各径的时延不超过CP长度，那么就能保证:在接收机DFT积分区间内包含各子载波在各径下的整数波形，抑制了子载波之间的干扰。

(2)多径并没有改变子载波之间在频域上的正交性。

(3)多径时延表现在不同的子载波就是不同的相位，多径造成子载波之间表现为频域选择性衰落，在子载波内部为平衰落信道。

(4)基于参考信号的信道估计代替数据部分的信道估计，存在一定的误差，这种误差随着时延的扩展增大，多径功率的均匀化更加明显。

(5)CP同时为了抑制符号段间的干扰(类似于TDSCDMA系统中时隙间的GP)。3.3.2下行抗高速移动分析

当我们假定UE与基站之间没有可视径，同时基站周围有足够多的散射体，导致某子径的来波可能以任意角度入射基站天线。与法线平行的子径造成最大多普勒频率；与法线垂直的子径，多普勒频率为0；其他角度子径，多普勒频率介于二者之间。

为了描述这种多普勒功率谱，一种常用的定义就是典型U谱(如果是固定谱，则可以通过固定频偏纠正方法消除)，其对应的时域波形就是我们常说的瑞利衰落。经典U谱表达式为

(3.3.13)

基于上述公式，可以简单画出U谱的示意图，如图3.3.12所示。图(a)中，fmax＝100Hz；图(b)中，fmax＝1000Hz。

图3.3.12经典多普勒U谱最大多谱勒频率为

(3.3.14)

其中:v为移动速度，c为光速，fc为载波频率。取v＝500km/h＝138.9m/s，c＝3×108m/s，fc＝2.6GHz＝2.6×109Hz，则

然而，目前子载波带宽为15kHz，同时频域最小采样带宽也为15kHz(f采样＝15×103×2048＝30.72×106)，显然多普勒引起的频域混叠在目前的采样频率下不可能区分(即频域不可分，类似于时域采样频率低，时域不可分多径一样)，也无法消除。即在频域采用多子载波联合均衡的方式是没有意义的，所以一般在频域，仍采用单子载波均衡解调的方式。需要理解的是，这种均衡方式是有缺陷的，它存在子载波间干扰(这种干扰靠CP是无法规避的，原因是附加的多普勒频率，积分是非0的，因为它们不是子载波的整数倍)。进一步分析:这种干扰随着移动速度的进一步增大会增大，导致单载波独立均衡可能无效，不过超过500km/h的场景非常少了。另外，对于高速铁路、磁悬浮、飞机上移动通信，由于此时以直射径为主，多普勒谱从经典谱退化为固定频偏，也可以通过固定频偏补偿掉)。

下面主要以500km/h为例进行性能分析。

图3.3.13简单示意了多普勒造成子载波间干扰的原因，一方面造成本子载波同步偏差，导致本身信号能量下降，对于其他子载波而言，由于此时在抽样点，并非0，因此造成子载波干扰。

图3.3.13多普勒造成子载波干扰(混叠示意图)从图中可以直观地知道，对某子载波而言，对其造成影响最大的主要是左右相邻的两个子载波。为了简单分析起见，考虑相邻两个子载波功率与本子载波功率相等，同时考虑统计意义上的干扰量。

假定无多普勒时接收端理想SNR为

(3.3.15)其中，S为符号功率；N0为噪声功率谱密度；Δf为子载波带宽。存在子载波干扰后，SNR改变为

(3.3.16)

式中，α表示对信号功率的影响比例；δ表示引入邻子载波干扰比例。由于:

v＝500km/h下的α、δ简单计算如下:

v＝250km/h下的α、δ简单计算如下:

基于上面这两组数据并考虑式(3.3.16)，可以画出多普勒对OFDM影响曲线如图3.3.14所示。

图3.3.14多普勒对OFDM影响曲线综合图3.3.14可以清晰地看出:

(1)随着移动速度的增大，多普勒影响逐渐增大。

(2)这种影响程度与信号的解调工作点直接相关:

①当工作点在5dB及以下时，v＝250km/h的将造成SNR需要多付出1dB以下的代价；v＝500km/h的将造成SNR需要多付出1dB以上的代价。此时可以认为性能几乎与速度无关。

②当工作点在10dB左右时，v＝250km/h的将造成SNR需要多付出2～3dB的代价；v＝500km/h的将造成SNR需要多付出7dB以上的代价。此时可以认为性能与速度有一定关系，只能允许有限的移动速度，例如v＝250km/h。

③当工作点在15dB左右时，v＝250km/h的将造成SNR需要多付出10dB的代价；v＝500km/h不能达到目标SNR值，即使提升发射功率，即不能满足要求。此时可以认为性能与速度有巨大关系，只能允许非常有限的移动速度，例如v＝30km/h。

(3)工作点的高低与调制方式、编码增益、多天线增益、信道环境直接相关，一般可以预测:

①QPSK:工作点相对较低，通过编码增益、多天线增益可以克服高速的影响。

②64QAM:工作点相对较高，应该超过10dB以上，此时通过编码增益、多天线增益仍然不可以克服高速的影响，因此64QAM不能支持高速移动。

③16QAM:工作点中等，此时通过编码增益、多天线增益可以克服高速的影响，但需要折中评估高速下相比QPSK是否有吞吐量的优势。上述是按照最恶劣的瑞利衰落考虑信道的，其实在许多高速环境，例如高速铁路、磁悬浮、飞机上移动通信，由于此时以直射径为主，多普勒谱从经典谱退化为固定频偏，可以通过固定频偏补偿掉，此时仍然有可能采用高阶调制方式。3.3.3下行固定频偏估计与补偿技术分析

当UE的晶振和基站的晶振存在一定的固定频偏，或者当UE在以直射径占优(例如高铁、高速功率、磁悬浮，周围反射体较少，此时的多普勒主要表现为固定频偏)的移动环境而形成固定频偏时，需要采用有效的方法消除，否则会造成解调误码率升高的问题。

(1)方法1:基于RS。

根据下行参考信号图3.3.10所示，显然，UE可以根据小区参考来进行频偏估计，方法如下:

·单端口:显然，某UE根据小区配置信息，进行相应的信道估计算法，可以得到各参考符号位置上的信道估计 (其中，i表示子载波编号，n表示相对时间值)，显然可以在同一子帧中，找到相同子载波上不同时间上的两个信道估计值

则频偏估计为

(3.3.17)

最后平均:

(3.3.18)其中，N为该UE利用的RB个数(每个RB有4个值，另外，理论上UE可以利用全部带宽的RB，例如100RB)。

·二端口:先采用每根天线分别估计，然后天线之间做平均，每根天线内部具体参见单端口，端口0/1平滑为

(3.3.19)·四端口:由于端口2/3在相同的子载波上无法找到两个H，因此只能使用端口0/1进行估计。端口0/1每根天线分别估计，然后天线之间做平均，每根天线内部具体参见单端口。四端口0/1平滑为

(3.3.20)

(2)方法2:基于主/辅同步参考信号。

UE开机后，首先搜索主同步信号，获得与系统的时间和频率的同步，然后读取PBCH中的广播信息，获得系统信息。为了快速建立和小区的同步，主同步信号对所有小区都是相同的。同时，同步信号每5ms发送一次，这样UE不需要在整个无线帧上搜索，大大缩短了UE接入的搜寻时间。

在搜索到主同步信号PSS后，根据FDD/TDD差异，通过一定的检测获得SSS，由SSS完成帧定时同步、小区ID组识别等。

图3.3.15显示了FDD/TDD中主/辅同步信号的位置。

图3.3.15FDD和TDD中同步信号的位置根据图3.3.15，很容易发现:

·FDD:PSS/SSS只相差1个符号，这样在获得PSS/SSS的信道估计值后，根据式(3.3.18)类似的思想，可以获得更高的频偏估计(最高7kHz)。这与FDD工作模式相关，因为FDD上、下行工作在不同的频率上，UE即使下行AFC后，上行仍可能存在一定的频偏。

·TDD:PSS/SSS相差3个符号，这样在获得PSS/SSS的信道估计值后，根据式(3.3.18)类似的思想，可以获得2kHz的频偏估计。这与TDD工作模式相关，因为TDD上、下行工作在相同的频率上，UE做下行AFC后，上行仍存在频偏值将减少的情况。

3.4.1上行发射方式分析

LTE上行采用SC-FDMA的多址方式，简称DFT-SOFDM。之所以LTE上行不采用OFDMA的方式是因为众所周知的峰均比问题。上行SC-FDMA的物理层发射机分别如图3.4.1~图3.4.5所示，其中从UE实现看，一般都采用集中式调制方式。3.4LTE上行性能分析

图3.4.1上行SC-FDMA的物理层发射机基本处理框图图3.4.2单UE集中式和分布式的DFT-S-OFDM调制方案图3.4.3单UE集中式和分布式DFT-S-OFDM调制出的信号频谱图3.4.4多UE集中式DFT-S-OFDM调制方案图3.4.5多UE集中式和分布式DFT-S-OFDM调制出的信号频谱由图3.4.1可知，上行与下行发射的OFDM信号不一样，每个UE的上行原始发射信号本质上是一个高速的串行时域信号；但是LTE上行先DFT再IDFT(含过采样操作)的处理机制，使得非MU-MIMO的多个上行用户在频域按照OFDM的方式进行了多址复用。

LTE上行同下行一样引入了CP，从而做到了无线多径环境下的上行非MUMIMO的多用户信号的频域正交，避免了传统FDMA信号多址接入时的频域保护间隔开销，提高了频谱效率。前面已经分析到，上行DFT-S-OFDM本质上仍是一个高速、具有“低均峰比”的串行数据，而下行OFDMA可以理解为一个并行的数据，从图3.4.6中可以更清晰理解二者的“时-频”资源差异(以4个子载波资源为例)，从而更深入理解性能。

图3.4.6OFDMA与SC-OFDM的频谱对比3.4.2上行抗多径干扰分析

从图3.4.6可看出，对于SC-OFDM，从频域上看，任意某个原始符号都占满M·Δf的带宽(其中M为该UE的RE大小)在时域上所占“窄”的时间信号，这与下行有很大差异。下面讨论几种可能的解调方法

1)时域单UE解调

假如只有某一个UE，则理论上可以使用GSM或者TDSCDMA中类似的时域均衡的方法恢复原始信号，但此时必须采用“块均衡”的方法，相对单符号均衡而言比较复杂。另外也需要获得每个符号在时域上的等价信道估计；更关键的是，在频域可以得到固定分辨率为15kHz的H，但时域分辨率与该UE所占的子载波个数M有关。M越大，时域分辨率越高；M越小，时域分辨率越低，即越不容易区分多径，造成时域均衡性能下降。时域多径分辨能力为

(3.4.1)

例如，某UE只占一个RB的资源，则时域多径分辨能力为

这么低的时域多径分辨率，其均衡效果基本类似于目前的GSM系统(其载波带宽也为180kHz)。

2)时域多UE解调

由于多UE在时域上为“混合”信号，因此在时域需要采用多UE均衡的方法，类似于TD-SCDMA中的“联合检测”方法，计算复杂度相当高。

那么有没有类似于下行OFDMA简单均衡的方法呢？答案是肯定的。

3)频域多UE解调＋IDFT

为了分析上行抗多径干扰的能力，给出图3.4.7，其中每个原始信号在各个频域上表现出不同的衰落。

图3.4.7上行接收频域示意图对比上、下行频谱非常容易发现:只要不再坚持一定要直接均衡原始数据，而是均衡在频域各子载波上的数据，则上、下行没有任何差异。只是上行各子载波上的数据为该UE的混合数据，下行对应原始调制数据而已。

综上所述，为了降低复杂度，也为了改善上行性能，上行可以先在频域作均衡，然后变换到时域恢复原始数据，如图3.4.8所示。

图3.4.8上行SCFDMA的物理层接收机的基本处理框图

从图3.4.8中可以看出，其相比下行解调框图即图3.3.2就只多了一个IDFT。

更进一步地，由于上行可能存在多个UE，这些UE采用频分的方式，LTE接收机首先需要在频域分离多用户信号，因此上行仍然可以先采取与下行一样的步骤:

(1)用户频域分离；

(2)单用户频域均衡(此时均衡的数据不是原始数据)；

(3)IFFT原始数据恢复，接收机的基本处理框图如图3.4.8所示。唯一需要理解的是，此时上行频域均衡的数据不是原始数据，而是频域合成的数据而已。具体抗多径分析参见3.1.1节，唯一不同的是上行参考信号的位置。

在3.1.1节描述了下行小区参考信号位置对多径解调性能的影响，那么在上行其影响程度如何呢？下面分三种情况以PUCCH业务为例(PUSCH类似)简单描述。

(1)PUCCH:格式1、1a、1bNormalCP情况下的信道估计。

根据表3.4.1显然可以发现，在普通CP下，任何数据离参考信号的位置不超过3个，因此可以获得比下行更好的信道估计值。

表3.4.1格式1、1a、1bNormalCP注:此处均为一个时隙的符号，子帧中第二个时隙的参考信号和数据符号的位置和第一个时隙的相同。

(2)PUCCH:格式1、1a、1bExtendedCP。

根据表3.4.2显然可以发现，在ExtendedCP下，任何数据离参考信号的位置不超过3个符号，因此可以获得比下行更好的信道估计值。

表3.4.2格式1、1a、1bExtendedCP这种情况下参考信号和数据的信道估计方法和NormalCP下的方法类似。

(3)PUCCH:格式2、2a、2bNormalCP。

根据表3.4.3显然可以发现，在NormalCP下，任何数据离参考信号的位置不超过2个符号，同时DRS分开，可以更好地支持高速移动。表3.4.3格式2、2a、2bNormalCP3.4.3上行抗高速移动分析

根据3.4.2节描述的上行解调方法，并结合3.3.2节下行抗高速移动分析，就可以搞清楚上行抗高速移动的机制。唯一需要理解的是，此时上行频域抗多谱勒的数据不是原始数据，而是频域合成的数据。但上行和下行抗多普勒效果与性能可能还有一些差异，根据图3.4.7可看出，差异主要表现在以下几点:

(1)邻子载波功率不同:

·上行:邻子载波样值功率可能相差较大，多普勒干扰分布可能不一样。

·下行:邻子载波样值功率相当，多普勒干扰分布基本一致。

(2)邻子载波信息不同:

·上行:邻子载波样值中含有一定的本子载波信息成分。

·下行:邻子载波样值中不含本子载波信息成分。

(3)性能:需要结合多径分布等信道条件，综合评估上行和下行抗多普勒的效果。3.4.4上行固定频偏估计与补偿技术分析

如前所述，当UE的晶振和基站的晶振存在一定的固定频偏，或者当UE在以直射径占优的移动环境而形成固定频偏时，需要采用有效的方法消除，否则会造成解调误码率升高的问题。

(1)方法1:基于RS。

根据表3.4.1、表3.4.2、表3.4.3等PUCCH和PUSCH上行参考信号的分布，多UE在频域数据分离，得到各UE的原始H和原始解调后的数据，然后可以利用类似式(3.3.17)思想来补偿。

UE无hopping:基于每个子载波i对应2个slot的2个

则频偏估计:

最后平均:

其中，N为该UE所占RE个数。

(2)方法2(UE有hopping)。

利用解调数据作硬判，然后利用每个子载波i的前后数据的相位:

最后平均:

其中，N为该UE所占RE个数。可见，高阶调制的频偏估计与补偿能力相当有限，应该先基于低阶的业务(如PUCCH)来估计频偏。

从3.3节和3.4节可知，LTE中上、下行都是基于OFDM的基本技术，在时频二维空间利用无线资源，如图3.5.1所示，有相同的子载波间隔和符号间隔CP。3.5LTE中上、下行OFDM技术对比

图3.5.1时频二维频谱图但在一些具体技术细节上，上、下行还是不同，具体描述如下。

1)资源映射不同

SC-OFDM与OFDMA对资源的映射如图3.5.2所示。由图可以看出，OFDMA比SC-OFDM更灵活。

图3.5.2SC-OFDM与OFDMA对比

2)原始符号的频谱不同

下行OFDMA和上行DFT-S-OFDMA，其原始符号的频谱如图3.4.6所示。从图中可以看到，本质上OFDMA原始符号在频域直接调制，而DFT-S-OFDM的频域调制的是原始符号的DFT变换值，而非原始符号本身。

3)多址方式的差异

下行采用OFDMA技术，其实质是OFDM调制技术和多用户子载波分配相结合的传输技术。每个用户使用一个二维时频子载波集进行传输，其带宽可灵活地动态分配；同时避免了符号间干扰、子载波间干扰和多用户接入干扰。缺陷:峰均比高，不适合终端发射信号波形。下行OFD