模拟集成电路设计 课件 第3章 单级放大器

魏廷存/2018年1

第3章单级放大器23.1基本电流镜3.2共源极放大器3.3共漏极放大器（源跟随器）3.4共栅极放大器3.5共源共栅电流镜3.6共源共栅放大器3.7放大器的频率特性

第3章单级放大器3

单级放大器的特性直流或低频增益（DCGain）频率特性（单位增益带宽）动态响应速度（Slewrate，Settlingtime）功耗、电源电压（低功耗、低电压供电）输入电压范围输出电压摆幅（无失真放大范围）输入/输出电阻信噪比（S/N）

以上特性大部分互相制约，要根据实际应用场合进行折衷选择或优化设计。4

单级放大器的分析流程电路结构及工作原理，直流偏置大信号特性分析，输入电压范围，输出电压摆幅小信号特性分析，电压放大倍数，输入/输出电阻其它特性分析，优缺点分析频率特性分析，带宽，相位裕度，动态特性5

3.1基本电流镜（Currentmirror）如果M1与M2均工作在饱和区，Iout与IREF的比值由M1与M2的尺寸比率决定，不受工艺误差、电源电压和温度（PVT）变化的影响（理想情况）M1始终工作在饱和区（由于Vds1=Vgs1，

所以Vds1>Vgs1-Vth，或者，由于Vgd=0，Vgd<Vth），同时Vds1(Vds1=Vgs1=Vgs2)为M1和M2提供直流偏置电压。（饱和区，理想情况）Vgs1=Vgs2Vds1=Vgs16

基本电流镜的误差（沟道长度调制引起）

由于一般情况下Vds2≠Vds1，输出电流出现偏差。且λ愈大，电流误差愈大。因此为了提高电流源的精度，通常使用L尺寸较大的管子形成电流镜（λ∝1/L）。为了进一步减小沟道长度调制的影响，可采用后面介绍的共源共栅电流镜。7M1与M2的Vth不同（例如栅氧化层的厚度不同、有源区扩散浓度不同）M1与M2的尺寸误差（制造工艺引起的几何尺寸失配）提高电流源精度的其它措施:在电流镜的版图设计中，M1与M2的结构应尽可能保持对称且紧靠在一起配置，以保证较小的Vth偏差。尽可能将管子的W和L取大一些，以减小尺寸失配误差的影响。在CMOS制造过程中存在源/漏区的横向扩散现象，即Leff=Ldrawn-2LD，由于源/漏区的横向扩散长度LD是与工艺相关的某一常数，与栅长设计值Ldrawn无关，因此，如果将Ldrawn加倍，但Leff并不能相应加倍。为了消除这种误差，电流镜中的所有CMOS管通常都采用相同的栅长L，而输出电流的调节只能通过调节管子的栅宽W来实现。

基本电流镜的误差（其它原因引起）8

多路输出电流镜9

多路输出电流镜（输出电流导向）SinkcurrentSourcecurrent10

基本电流镜的输出电阻（小信号特性）

基本电流镜在放大器中的应用(具有很大的小信号电阻rout)：1）提供恒定的直流偏置电流；2）作为放大器的有源负载使用，具有很大的小信号电阻。小信号交流等效电路11基本电流镜的小信号等效电路（NMOS）vgs2=012

3.2共源极放大器源极端交流接地（输入、输出信号的公共端）无源电阻负载NMOS无源电阻负载13

共源极放大器的输入-输出特性（大信号特性）截止区（Vin<VTH）线性区（Vin>Vout+VTH）饱和区（VTH<Vin<Vout+VTH

）

静态偏置电压Vin0不同，放大管工作在不同的区域，作为放大器应保证工作在饱和区。VinVoutQ14

小信号电压放大原理（在饱和区，电阻负载）电压放大的原理：输入电压Vin小的变化引起输出电压Vout大的变化。15共源极放大器的交流小信号特性（饱和区）16

无源电阻负载放大器的优缺点无源电阻负载（直流电阻与交流电阻相同）的缺点：电压放大倍数Av=-gm(RD//rds)

为了增大Av→增大RD→限制输出电压的摆幅（放大管进入线性区）CMOS工艺条件下制作大电阻（数百KΩ）会占用较大芯片面积；增加静态（直流）功耗（Ids2×RD）无源电阻负载的优点（与有源电阻负载相比）：

寄生电容和噪声电压较小，适应于低增益高频放大器（例如RF电路中）。17

共源极放大器（电流镜作为有源负载）NMOS放大管PMOS放大管Activeload的作用:

提供恒定的直流偏置电流和很大的小信号等效电阻rds2，并且消耗较小的电压余度（直流电阻小，交流电阻大）。Activeload18

共源极放大器的大信号特性NMOS放大管1）当Vin<Vth1时，M1截止，其漏极电流为零，M2处于深度线性区，其漏-源电压Vds2接近于零，此时Vout≈VDD

2）当Vin>Vth1时，M1和M2都进入饱和区，漏极电流基本保持恒定（电流镜的作用），随着Vin增加Vout逐渐减小

（反相）3）当Vin>Vout+Vth1（或Vout<Vin-Vth1）时，M1进入线性区（跨导gm1减小）

输出电压Vout的下限是M1的过驱动电压（Vin-Vth1），而输出电压的上限是VDD减去M2的过驱动电压（|VGS2–Vth2|），因此，输出电压的摆幅是电源电压减去两个过驱动电压，即：Vin-Vth1<Vout<VDD-|VGS2–Vth2|

19

Ids=0

时CMOS管的两种工作状态20

输出电压的摆幅为了保证M1与M2均工作在饱和区，输出电压被限制在以下范围：

Veff1(=Vin-Vth1)<Vout<VDD-|Veff2|给输入电压Vin设置合适的直流偏置电压（合适的静态工作点），通常取过驱动电压为：Veff=0.2~0.3V（太小会进入弱反型区）。第2章中指出：在漏极电流确定的前提下，增加W/L并相应减小过驱动电压可使跨导gm增大。21

电流镜作为有源负载时的小信号电压放大原理注意与电阻负载的放大原理不同：

如果M1和M2均被偏置在饱和区，由于电流镜的作用，M1中的漏极电流为常数，输入电压是如何被放大？由M1的电流表达式可知，如果ID1为常数，则Vin↑→Vout↓，即电压被放大（注意,Vin在平方项，而Vout是一次项，故电压被放大）（见下页）。rds2=∞rds2≠∞Activeload22

电流镜作为有源负载时的放大原理有源负载的输出电阻不为无穷大时，电压放大倍数将减小。1）如果放大管M1和有源负载M2的输出电阻均为无穷大，电压放大倍数如何？

—只取决于放大器的外接负载大小，无负载时输出电压不确定。2）输出端加入电阻负载RL后，电压放大倍数会如何变化？—减小23

电压放大倍数（饱和区）讨论电压增益：数值例：分析：小信号电流分析法:Δv

→Δi→Δv基于小信号等效电路的直观分析法。当输入电压变化Δvin时，放大管M1的漏极电流变化Δi=gm1×Δvin，Δi流入M1和M2的并联电阻(rds1//rds2)，产生输出电压Δvout。24

电压放大倍数（饱和区）讨论

本征增益：

但是，W1L1↑→Cgs1↑→频率特性变差。为了提高放大倍数，可适当减小偏置电流ID（受到放大器的速度和噪声要求的限制）。有源负载电阻：（在偏置电流ID和W2不变的情况下，L2

↑→|Vgs2-Vth2|↑→|Veff2|min↑）结论:在ID确定的情况下，适当增大管子的尺寸（保持宽长比W/L不变），可提高电压增益。缺点是寄生电容增大，频率特性变差。25

电阻负载与电流镜有源负载的比较Vdd*电流镜有源负载的等效电阻随Vin变化:

线性区（小电阻，接近于0）饱和区（大电阻）线性区饱和区Q26共源放大器的设计方法和流程确定Ids（根据速度（SR）、功耗或噪声特性要求）确定M1和M2的Vgs(Vgs=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V)确定M1和M2的宽长比W/L:确定M1和M2的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=宽长比×L仿真验证（可同时增大W和L，保持W/L不变，可提高增益）27

反相器放大器（推挽放大器）线性放大区域*为了使M1和M2均工作在饱和区，必须给Vin设置合适的静态偏置电压。28

反相器放大器（推挽放大器）为了使M2处于饱和区：Vout<Vin+|VTH2|为了使M1处于饱和区：Vout>Vin-VTH1

M1和M2均工作在饱和区时的电压放大倍数（NMOS与PMOS同时起放大作用）:较单级NMOS或PMOS共源放大器增益大

如果将放大器的静态工作点设置在Vin=Vdd/2，则可获得最大电压增益和最大输出动态范围。例如用在ADC的比较器中(将输入和输出瞬间短路使Vin=Vdd/2)。缺点：与共源放大器相比，输入电压范围和输出摆幅较小（均等于两个阈值电压之和：VTH1+|VTH2|

）。Q29

3.3共漏极放大器（源极跟随器/Sourcefollower）NMOS放大管Drain端交流接地ActiveloadActiveload的作用:

提供恒定的直流偏置电流和很大的小信号等效电阻rds2，并且消耗较小的电压余度（直流电阻小，交流电阻大）。30

源极跟随器的大信号特性当Vin<VTH1+Veff2时，M1处于截止区，ID1=0，M2处于深度线性区，Vout=0。当Vin>VTH1+Veff2时，M1和M2都进入饱和区，由于电流镜的作用，漏极电流基本保持恒定。如果忽略M1的沟道长度调制效应和体效应（VTH1随Vout变化），则M1的漏极电流可表示为:

Vout随Vin线性增加，但其差值始终保持为VTH1+Veff1。因此，源极跟随器的输入和输出电压之间产生直流电平位移，Vout=Vin-(VTH1+Veff1)。由于Vin<VDD（最大工作电压），M1始终工作在饱和区(Vgd≤0)，不会进入线性区。

31

源极跟随器的大信号特性源极跟随器的输入电压范围是：输出电压范围是：

其中输出电压的下限受M2的过驱动电压Veff2限制。

32

电流镜有源负载时的小信号等效电路电压增益:（接近于1但小于1）

数值例:

≈≈

源极跟随器的电压增益接近于单位增益(正值)，说明源极输出电压跟随输入电压变化，这就是“源极跟随器”名称的由来。

33

电流镜有源负载时的小信号输出电阻输出电阻:（小）数值例:34

Sourcefollower的特性分析1）体效应的影响

2）源极跟随器的特点具有很高的输入电阻和较低的输出电阻，故在电路中通常作为电压缓冲器（buffer）来使用，驱动低阻负载；电压放大倍数接近于1而小于1，且输入-输出特性具有一定的非线性（主要由体效应引起:Vout变化→Vsb

→gs1→

Av变化）。

gs1是导致Av偏离1的主要原因，但gs1减小了输出电阻rout。

35消除体效应的Sourcefollower（NMOS放大管）优点：Av增加，更接近于1消除了由体效应所引起的输入-输出非线性现象缺点：导致工艺及版图复杂化（需要双阱工艺：Psub/n-well/p-well），一般CMOS工艺不支持（NMOS具有同一p型衬底，且接地）。36消除体效应的Sourcefollower（PMOS放大管）优点：

M1，M2—由两个分离的独立n-well实现，以消除M1的体效应。工艺实现简单。缺点：与NMOS相比，输出电阻略高。这是由于PMOS的空穴迁移率低，

μp=(0.25~0.5)μn，对于相同的器件尺寸和偏置电流，跨导gm变小，导致源极跟随器的输出电阻rout略微增大。37

源极跟随器的应用

如果在共源放大器与低阻抗负载之间插入源极跟随器，则可以起到隔离低阻抗负载的作用，使总的电压增益保持近似不变。源极跟随器的输出电阻愈小，其电压损失也愈小，总的电压增益就愈大。理想情况下，如果源极跟随器的输入电阻为无穷大，输出电阻为零，电压增益为1，则共源放大器的输出电压可以无损耗地传输到输出端（例如，Spice模型中的E器件）。电压缓冲器E器件38

源极跟随器的应用

如果在共源放大器的输出端直接接大电容负载CL，由于共源放大器的输出电阻rout较大，则输出端产生的极点频率非常小（ω=1/(rout×CL)，主极点）。如果在共源放大器与大电容负载之间插入源极跟随器，则由于源极跟随器的输出电阻很小，使得输出端的极点频率增大，有利于扩展放大器的带宽。电压缓冲器39源极跟随器的设计方法和流程确定Ids1,2（根据速度（SR）、功耗或噪声特性要求）确定M1和M2的Vgs（Vgs

=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V）确定M1和M2的宽长比W/L:确定M1和M2的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=宽长比×L仿真验证（可同时增大W和L，但保持W/L不变，可使电压增益更接近于1）40

3.4

共栅极放大器特点：具有较低的输入电阻，通常与共源极电路组合形成共源共栅电路。Gate端交流接地

ActiveloadNMOS放大管41

共栅极放大器的大信号分析1）当

时，，M1截止，M2处于深度线性区，

2）当时，假定M1和M2都进入饱和区，此时漏极电流ID1为

42

共栅极放大器的大信号分析由于电流镜的作用，漏极电流为恒定值（忽略M2的沟道长度调制效应）。由上式可知，随着Vin减小，Vout相应降低。3）当（Vds1<Vgs1-VTH1）时，M1进入线性区

为了使M1和M2都工作在饱和区，输出电压的下限是：而上限则是VDD减去M2的过驱动电压，即:

因此，输出电压Vout的范围（最大摆幅）是：由于Vb=VGS1+Vin=VTH1+Veff1+Vin，当Vin的范围确定以后，可根据此式确定Vb的大小。43

共栅极放大器的小信号特性流过rds1的电流为:，因此，电压增益为：44

共栅极放大器的小信号特性电压增益可近似为：通常情况下，由于由上式可知，电压增益是正值，即输入电压与输出电压同相位。共栅放大器的电压增益与共源放大器接近，但是由于存在体效应，共栅放大器的电压增益略高一些。

体效应使共栅放大器的电压增益提高的原因，可由下式分析而得：

基于小信号模型的等效电路分析结果与管子的实际物理效应完全一致！45

共栅极放大器的输入电阻流过rds1的电流为:因此，输入电阻：

共栅极放大器的输入电阻较低。另外，体效应减小了输入电阻，这是由于输入电压的变化引起M1的阈值电压变化的缘故。

输出电阻：

46共栅极放大器的电压放大倍数(考虑信号源内阻)电压放大倍数：

输入信号源的内阻会导致共栅极放大器的有效电压增益降低47数值例：gm1=1mA/V，rds1=100kΩ，

AVs=50

共栅极放大器的小信号特性

电压放大倍数的近似估算：48共源、共漏、共栅放大器性能比较性能指标共源放大器共漏放大器共栅放大器电压增益（低频）高低（<1）高带宽（高频）小大中等输入电阻高高低输出电阻高低高49

3.5

共源共栅电流镜（Cascodecurrentmirror）50

1.共源共栅电流镜（Cascodecurrentmirror）

对于图（a）的普通电流镜，由于VDS2≠VDS1（VDS1通常不变，而VDS2随输出端负载发生变化），沟道长度调制效应导致输出电流的精度降低；另外，电流镜作为有源负载使用时希望输出电阻更大。如图（b）所示，如果在普通电流镜的上面再叠加一个电流镜，则形成共源共栅电流镜。由于VC=VGS4+VA=VGS3+VB。如果VGS4=VGS3，则可保证VA=VB(VDS1=VDS2)。51

1.共源共栅电流镜因此，如果M1~M4管的尺寸满足上式，那么：注意，虽然M4和M3管存在体效应，但由于VA=VB，阈值电压对称，即VTH3=VTH4则有如果满足：由于如果忽略沟道长度调制效应，则52

共源共栅电流镜的大信号特性

假定M1~M4的特性和尺寸都相同

1）如果负载端电压VL≥VC-VTH3，M2和M3都工作在饱和区，此时,

IOUT=IREF，并且VA=VB2）随着负载端电压VL减小，M3先于M2进入线性区。当VL<VC-VTH3时，M3首先进入线性区，此时为了维持漏极电流近似不变，M3要求更大的过驱动电压（VC不变，VB减小→VGS3增大），这将迫使VB也下降，同时IOUT也开始逐渐减小。53

共源共栅电流镜的大信号特性3）随着负载端电压VL进一步减小，VB继续下降，最终当VB<VA-VTH2时（VA不变），M2也进入线性区，此时IOUT随着VL减小急剧下降（线性区表现为电阻性质）。4）最后当VL=0时，IOUT=0，M2和M3都工作在深度线性区。54

共源共栅电流镜所消耗的电压余度

VL,min≥2Veff+VTH，即VL必须大于两个过驱动电压与一个阈值电压之和。假定M1~M4的特性和尺寸都相同，并且忽略体效应

为了使M2和M3都工作在饱和区，要求VL的最小电压为:

这是由于要求VA=VB引起的，即VDS2=VGS1=VGS2=VTH+Veff。如果单纯考虑M2，为了使其工作在饱和区，VDS2≥(VGS2-VTH)即可，此时VL,min≥2Veff

。55

共源共栅电流镜所消耗的电压余度总结

（a）作为恒流源使用时，为了提高输出电流的精度（需要保证VA=VB），要求VL,min≥2Veff+VTH（b）作为有源负载使用时，为了提高输出电压的摆幅，VL,min≥2Veff即可（此时VA≠VB）56

带源极负反馈电阻的电流镜（饱和区）

（Source-degeneratedcurrentmirrors）由于Rs的存在，输出电阻近似增加到原来(rds2)的(gm2Rs)倍！求输出电阻57

共源共栅电流镜的输出电阻gmrds(共栅)=10~100

采用共源共栅电流镜，可以使底部管子M2的Vds免受输出电压Vout变化的影响，使Vds2尽可能保持不变（对于同样的输出电压Vout变化，M2的Vds变化减小为原来的1/Av3，Av3为共栅放大器M3的电压增益），从而有效抑制了沟道长度调制的影响，提高了电流源的精度(减小了输出电流的波动，提高了输出电阻)。rout(共源共栅)≈gmrds(共栅)

×rds(共源)M1~M4均在饱和区58

共源共栅电流镜（续）优点：作为恒流源使用，可提高输出电流的精度（例如可用来实现对电容的恒流源充放电,形成高精度RC振荡电路）。作为放大器的有源负载使用，可提高放大器的增益（由于输出阻抗提高）。缺点：消耗了较大的电压余度。作为恒流源使用时（即要求VA=VB，以消除沟道长度调制效应引起的电流误差），要求Vout≥2Veff+VTH,即Vout必须大于两个过驱动电压与一个阈值电压之和。而当用作有源负载时，为了尽可能增大输出摆幅，可不要求VA=VB（此时电流精度有所降低），只要Vout≥2Veff即可。59

2.

宽摆幅共源共栅电流镜（NMOS）1）为了使M4工作在饱和区，必须有：Vb-Vth≤Vgs12）为了使M1工作在饱和区，必须有：Vgs1-Vth≤VA=Vb-Vgs4因此，Vb应满足以下条件：Vgs4+(Vgs1-Vth)≤Vb≤Vgs1+Vth（Wide-swingcascodecurrentmirror）这里假定所有管子均工作在饱和区，且Vth均相同，并忽略沟道长度调制效应。（VA=VB）（M1~M4的尺寸关系）60

2.宽摆幅共源共栅电流镜（NMOS）

此时，M2和M3所消耗的电压余度最小（与普通共源共栅电流镜相比，减小了一个阈值电压），而且可以精确地镜像IREF(VA=VB)。但这种结构需要另外提供一个偏置电压Vb。适应于低电源电压供电的模拟CMOS集成电路。

如果以下条件成立，Vb有解：Vgs4+(Vgs1-Vth)≤Vgs1+Vth，即Vgs4-Vth≤Vth或

Veff4≤Vth

即选择M4的尺寸，使其过驱动电压小于一个阈值电压。

如果选择Vb的最小值，即，Vb=Vgs4+(Vgs1-Vth)=Vgs3+(Vgs2-Vth)，则Vout的最小值为：

Vout,min=Vb-Vth=Vgs3+(Vgs2-Vth)-Vth=(Vgs3-Vth)+(Vgs2-Vth)=2Veff61

2.宽摆幅共源共栅电流镜（PMOS）

对于PMOS管，其饱和区工作的条件是：VSD>VSG-|VTHP|。为了使M0~M3均工作在饱和区，我们考虑偏置电压Vb应满足的条件。为了使M0工作在饱和区，应满足Vb+|VTH|>VDD-|VGS1|，而为了使M1工作在饱和区，应满足VDD-(Vb+|VGS0|)>|VGS1|-|VTH|，因此Vb应满足以下条件：VDD-|VGS1|-|VTH|<Vb<VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|（1）

对于左图所示的由PMOS管M0~M3组成的宽摆幅共源共栅电流镜，假定所有管子的尺寸和阈值电压均相同。试分析偏置电压Vb的取值范围，以及该电流镜消耗的最小电压余度（VL的最大值）。62

2.宽摆幅共源共栅电流镜（PMOS）

如果VDD-|VGS1|-|VTH|<VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|，即(|VGS0|-|VTH|)<|VTH|的话，式（1）中的Vb有解（即是可实现的）。此时，必须选择M0的宽长比足够大，使它的过驱动电压（|VGS0|-|VTH|）始终小于管子的阈值电压（|VTH|）。

如果选择合适的Vb使其满足式（1），则M0~M3均工作在饱和区，同时如果使M0~M3的尺寸均相同，则|VGS3|=|VGS0|，即VA=VB，因此M1和M2的过驱动电压相等。

如果选择Vb的最大值（使M2和M3所消耗的电压余度最小），即Vb=VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|，此时，为了使M2和M3均工作在饱和区，要求VB-VL>VB-Vb-|VTH|（VSD>VSG-|VTHP|），即63

2.宽摆幅共源共栅电流镜（PMOS）VL(max)=Vb+|VTH|=VDD-|VGS1|+|VTH|-|VGS0|+|VTH|=VDD-(|VGS1|-|VTH|)-(|VGS0|-|VTH|)=VDD-|Veff1|-|Veff0|（2）

此时M2和M3所消耗的电压余度最小，其值为M2和M3的过驱动电压之和。而且此时输出电流IOUT可以精确地镜像输入电流IREF(VA=VB)

。64

3.6共源共栅放大器（CascodeAMP）优点(与共源极相比)：具有很高的输出电阻以及很高的电压增益；消除了M1的Cgd的密勒效应，有利于改善共源极放大器的频率特性缺点：输出电压摆幅减小，不适合于低电源电压电路。Telescopic-CascodeAMP（套筒式共源共栅放大器）NMOSPMOSActiveLoadActiveLoad65

3.6共源共栅放大器（NMOS）大信号特性:1)

当时，M1截止，漏极电流为零，此时，M2和M4均工作在深度线性区，，

(Vgs2≈VTH2，VA电位不固定）2)当时，漏极电流开始增加，下降，也下降（由于漏极电流增加，M2的过驱动电压必定同时增加，而不变，因此必须下降，使得Vgs2增加），直到M1，M2，M4都进入饱和区（Ids恒定）。

66

3.6共源共栅放大器（NMOS）3)随着Vin的进一步增加，Vout和VA继续下降，最后将使得M2或M1进入线性区。例如，当VA<Vin-VTH1时，M1进入线性区；而当Vout<Vb-VTH2时，M2进入线性区。通常由于M2（共栅极）的增益远大于M1（共源极）的增益，因此M2先于M1进入线性区。67

3.6共源共栅放大器（NMOS）共源共栅放大器的输出电压摆幅：

M1和M2的过驱动电压之和M4的过驱动电压为了使M1和M2均工作在饱和区，应满足：，由于，所以应满足：

为了使M4工作在饱和区，则应满足：

Vb如何确定？

3.6共源共栅放大器（NMOS）

电压放大原理：基于大信号特性的分析1）假定ID4恒定，Vin↑→Vds1↓→Vgs2↑(Vb固定)→Vds2↓→Vout↓2）如果考虑电流镜的输出电阻rds4，则ID4不恒定，上述分析仍成立，只是此时由于rds4的存在，导致Vout的变化量减小。

共源共栅放大器的电压增益大于共源放大器69

套筒式共源共栅放大器的小信号等效电路可根据此小信号等效电路推导出放大器的电压增益（课后练习）70

套筒式共源共栅极放大器的小信号特性是由M1和M2组成的“共源共栅结构”的输出电阻，它与共源共栅电流镜的输出电阻相同电压增益受到rds4的限制

gm1是共源极放大管M1的跨导（输入电压端）71

采用共源共栅电流镜负载的共源共栅放大器提高有源负载的等效电阻，以提高电压增益电压增益的提高是以牺牲输出电压摆幅为代价的，输出电压的上限变为：

共源共栅电流镜作为有源负载72采用共源共栅电流镜负载的共源共栅放大器（续）相当于两级共源极放大器的增益！式中假定：典型数值例：gm=0.5mA/V,rds=100kΩ→Av=-1250*通过增大输出电阻以提高放大器的增益，但输出电压摆幅较小。73

上述共源共栅放大器的设计方法和流程确定Ids1,2,3,4（根据速度（SR）、功耗或噪声特性要求）确定M1~M4的Vgs（Vgs

=Veff+Vth，Veff

=

0.2~0.3V）确定M1~M4的宽长比W/L:确定M1~M4的尺寸：L=(4~8)Lmin，W=宽长比×L仿真验证（可同时增大W和L，提高增益）确定Vb：Vb=Vgs2+Veff174PMOS输入套筒式共源共栅放大器课后作业：试分析该放大器的大信号特性、输出摆幅以及小信号电压增益等。共源共栅电流镜作为有源负载75折叠式共源共栅放大器（Folded-CascodeAMP)折叠式共源共栅放大器的特点：输出电压摆幅较大（与套筒式相比—在运算放大器中使用时）偏置电流较大:Ibias同时给M1和M2提供偏置电流，为了达到与套筒式共源共栅相同的特性（例如相同的gm）,Ibias应增加1倍。Currentmirror（直流偏置电流）有源负载折叠点共源极：NMOS共栅极：PMOS76

折叠式共源共栅放大器的结构折叠式共源共栅放大器：（a）NMOS输入；（b）PMOS输入

小信号电流在A点被折叠！77

折叠式共源共栅放大器的大信号特性假定已给M2的栅极加入了合适的直流偏置电压Vb，使M2工作在饱和区。1)当时，M1截止，，此时，偏置电流全部流入M2，输出电压。

2)当时，M1导通并工作在饱和区，此时，M2的漏极电流为

随着Vin增加，ID1增大，ID2

减小（此时|Vgs2|减小，由于Vb不变，VA下降），Vout相应减小。78

折叠式共源共栅放大器的大信号特性3）最后当时，减小到0，=0，此时M2工作在深度线性区（）。设此时对应的输入电压为，则

如果继续增大，最终M1进入线性区（电流镜Ibias也进入线性区）。为了使M1和M2都工作在饱和区，通常取79

折叠式共源共栅放大器的输出摆幅输出电压下限：输出电压上限：折叠式共源共栅放大器的实例在运算放大器中使用时，折叠式比套筒式消耗较小的电压余度。80

折叠式共源共栅放大器的电压增益M2是PMOS管，μp小→gm2小

输出电阻减小的原因

与套筒式共源共栅放大器相比，由于输出电阻减小，电压增益也相应有所下降（假定gm1不变）。这个结果也可以直接从电路结构中观察到，由于M1产生的小信号电流的一部分流入M4的输出电阻，导致流入M2的小信号电流减小，因此电压增益下降。81

折叠式共源共栅放大器的输出摆幅PMOS输入折叠式共源共栅放大器课后作业：试分析该电路的大信号特性、输出摆幅以及小信号电压增益等。82

折叠式共源共栅放大器总结与套筒式共源共栅放大器相比，尽管折叠式的电压增益有所下降且功耗较大，但由于具有以下优点而在运算放大器中得到广泛应用：运算放大器中，折叠式比套筒式消耗较小的电压余度（参照第4章）；由于折叠式共源共栅放大器的输入和输出直流电平相近（这是由于共源极和共栅极分别采用不同性质的MOS管），易于实现负反馈（例如用作OutputBuffer）；消除了M1（输入端的共源放大器）的Cgd的密勒效应，有利于改善放大器的频率特性（减小了共源放大器或整个共源共栅放大器的等效输入电容，详见3.7）。83

3.7

放大器的频率特性

主要由CMOS元器件的寄生电容（含布线电容）以及外接负载电容所引起的放大器性能在高频时的变化：放大倍数的增益下降和相位偏离±180度输入/输出阻抗变化瞬态响应速度变化电源抑制比、共模抑制比下降引起输出信号失真（频率失真或线性失真）84

传递函数的概念z1,z2,···zm:零点

(zero)p1,p2,···pn：极点(pole)H(S)Vin(S)Vout(S)对于稳定的系统，极点都应位于s平面的左半平面！85s平面内左半平面单个极点P1引起的频率特性变化波特图：Bodeplots（对数坐标）极点位置单个极点产生的最大相移是-90º86

s平面内左半平面单个零点Z1引起的频率特性变化零点位置Z110Z1102Z1103Z10.1Z1Z110Z1102Z1103Z10.1Z1单个零点产生的最大相移是90º87

具有多个左半平面极点和零点时的频率特性放大器的频域或带宽（-3dB频率）：88

1.共源极放大器的频率特性（饱和区）直流增益二阶电路右半平面的零点：左半平面的两个极点精确表达式：89

1.共源极放大器的频率特性（饱和区）直流增益零点两个极点精确表达式：假设假设分母：90

1.共源放大器的频率特性零点的产生原理当信号频率等于ωZ时，分别由前馈通路和放大管的gm1产生的两个输出电流分量幅度相等、相位相反，因此相互抵消，使得小信号输出电压vout变为零。由于当ω=

ωZ时，小信号输出电压vout=0，因此91

1.共源极放大器的频率特性极点近似估算（每个独立结点对应一个极点）

①

②密勒效应注意：密勒等效法只对输入/输出端等效，因此这里将零点忽略了。

Ri和Ci分别是该结点与地之间的总电阻和总电容（输入信号为零）。92

1.共源极放大器的频率特性密勒定理：密勒等效法93

1.共源极放大器的频率特性放大器的带宽（-3dB频率）：（主要由决定）共源极放大器的带宽主要受C