2009年全国大学生电子设计竞赛作品集

2009年全国大学生电子设计竞赛

（四川赛区，陕西赛区，湖北赛区，江苏赛区）

TI优秀作品精选集

Lowestpowerampdrives

highestaccuracyconversionTHS4521DAC9881

High-SpeedPrecision

AmplifierDataConverter

Industrial,Instrumentation,

Medical,AudioTestEquipment

Fastestdual14-bitADC

ADS62P49TPA6140A2

High-SpeedAudioAmplifier

DataConverterMobilePhones,

WirelessPortableMedia

Speed(MSPS)CommunicationsPlayers

德州仪器半导体技术（上海）有限公司大学计划部

2009-12-8

I

精彩瞬间

£■■(2

II

光伏并网发电模拟装置

全国一等奖

西安电子科技大学刘东林何昊郭世忠

摘要本设计利用锁相环倍频、比较器过零触发和单片机DA产生。输入信号同频同相且幅值

可控的正弦波，作为DC-AC电路的输入参考信号，其中DC-AC电路采用I)类功放中自激反

馈模型，利用负反馈的自激振荡产生SPWM波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采

集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求°在30欧额定负载F,

实测效率高达89%,失真度极低。频率相位均能实现小丁r秒的快速跟踪，跟踪后相差小于

0.9度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。

关键词:锁相环；DC-AC；MBPT

一、方案论证与比较

DC-AC逆变方案比较：

方案一：用DSP或FPGA产生SPW信号驱动半桥或全桥式DC-AC变换器，经输出

LC滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在丁-SPWM控制为开环，在功率电源和负载变化

时难以保证波形的失真度满足题目要求。

方案二：采用I)类功放中自振荡式模型的逆变拓扑，利用负反馈的高频自激产生所

需的PWM开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且

硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。

锁相锁频方案比较：

方案一：用高速A/D实时采集正弦参考信号Uref和输出电压的反馈信号，两者进

行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生PWM驱动信号，从而实现波形跟踪。此

方案对单片机和A/D的速度要求均比较高，系统软件开销很大。

方案二：利用锁相环的银相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以

此时钟调整输入。输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设

计采用方案

最大功率点跟踪方案比较：

方案一：采用经典MPPT算法，对光伏阵列的输出电压电流连续采样，寻找dP/dU

为零的点，即为最大功率点。

方案二：使用模糊逻辑控制(FuzzyLogicControl)等现代MPPT跟踪方法。这类算

法的优点是对于『线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果，但控制方法复杂，系

统开销很大，故未采用此方实。

图1原理框图

ill

在实际制作中，我们选用CD4046锁相环芯片，功率MOS管1RP540等性价比较高的

器件，采用基「MSP430F169单片机的经典控制算法，较为出色地完成了各项指标要求。

理论分析与参数计算

1.频率跟踪电路设计：

Uref------------鉴相器环路波波器乐捽振荡器

—a______PITATIT

—PDLFVCO

256分频*

图2锁相环电路框图

利用锁相环CD4046可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率45-55Hz,经256

倍频后为11.52KHzT4.08KHz信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用DDS

原理产生幅度可调的小弦信号，此时钟作为D/A输出的时钟，即可追踪输入信号的相位

和频率“此小：弦信号送给本设计中自闭环的DC-AC逆变器作为输入，输出电压就可以

与参考输入Uref同频同相。为保证快速锁定，需要调整RI、R2、01的值使锁相环中心

频率稳定在50Hz。

2.MEET最大功率点跟踪的实现：

本设计采用MSP430F169单片机，它有两路D/A、8路A/D,可以轻松地实现连续的

电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据MPPF算法自动调整，当

〃/dU>0时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压U以提高功率，反之

则降低U,最终达到//dU=0的最大功率点跟踪。

3.提高效率方法：

开关电源电路设计中的主要损耗包括：场效应管的导通电阻损耗利开关损耗；滤波

电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本利性能，本电路选用了1*540,其导通电阻

仅为77亳欧，输入结电容为17()0pF。在带载额定电流1A时，全桥的静态功耗

&=4*〃x&“=0.308W,由于滤波电感和电容工作在高频下,起储能释能作用,

因此电感要尺量减小内阻，并保留1mm磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻ESR

较小的高频低阻类型」以减小在电容上产生的功率损耗。本作品中所用的电感线圈为多

股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗，并使用铁制体材料的磁芯以减小

其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具右较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。

4.滤波参数设计：

滤波电感使用宜径36nlm磁罐，加Imm磁隙，用().4mm漆包线5股并绕20匝，实测

电感为200uH左右；为减小通带衰减，取截止频率为5kHz,百百倍丁•基频，得C=4.7ul；。

为进一步减小正弦波谐波分量，乂用60uH铁粉环电感。().68uF电容进行了二次流波，

最终效果比较理想。

二、电路与程序设计

IV

1.DC-AC电路

DC-AC逆变器由自振荡原理的1）类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生

幅度较弱的高频振荡尚加在一频信号上，经过比较器产生高频SPWM开美信号通过浮栅

驱动器驱动MOS管半桥。

由「负反馈在T.频上是稳定的，因此输出的信号的放大倍数由R20R4的分压比决

定，而自振荡（产生的SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整，实际

中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为28KHz左4,保证输出电压在功率电

源HVDC范围内，比例放大系数选为12。

这种逆变器自身闭环，整个电路只使用一个比较器，可以根据负载的变化自动调整SPWM

的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。

在本设计中，使用两个上述的自振荡逆变器构成平衡桥式

（BalancedTransformerLess）DC-AC变换器，以LM393作逆变的比较器，配合自带

死区的IR21094浮栅驱动器驮动11小540功率NMOS管，获得了较高的效率和极低的失真

度。

v

2.过流保护及自恢攵电路

电流1在采样电阻上产生的电压经过LM358放大10倍后与参考电压比较，超过则

输出低电平，C7经过二极管迅速放电，使#5口信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向

单片机报警。同时1变小，运放1脚(如图7)输出高电平，+5V经过R17对C7充电，

经过一段时间达到浮栅卵动器的高电平门限时，再次打开场效应管。这样可以保证过流

时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故除消除后可自动恢复。

3.欠压报警指示，实时显示当前入口处。/电压：

欠压时MPPT算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集0/电压后在液晶上显

示，小于25V时报警。

4.控制电路。控制程序

在功率电源入口处用470K:20K金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则

由4()亳欧电阻高端采样后经隔离差动放大器HCPL7800放大后再由仪表放火器AD620转换成

单端电压，送给A/D采样，其中HCPL7800和AD620带有48倍的增益，将电压放大到2V左

右，保证采样电流有足够的精度。

功率最大时行dP/dU=d(UI)/dU+IdU/dU=O,可得UdI=TdU,令

M=UdI=U(I(k+\)-I(k))fkU=-IdU=IW(k)-U(k+l》,则当△/二AU时认

为达到最大功率点。

VI

图8经典控制算法流程

三、测试仪器

数字示波器TDS1002；4位半数字万用表VC9807A+；20M数字信号源R1G0LDG1022；

双路可跟踪直流稳定电源HY1711：

四、测试方法与数据、结果分析

测试框图：

图9测试流程

测试方法：

1.最大功率点跟踪功能：在60V输入电压情况下,根据表1改变跟与&（30-36欧）,

记录电压表2。电压表1的示数。

2.频率相位跟踪功能：根据表2改变输入信号Uref从45Hz至55Hz步进，从示波器观

察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表2中。

3.效率：额定&-&=30欧时，记录电压表1、2,电流表1、2的示数，效率=

4.失真度：用示波器观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。

测试数据：

VII

1、

Ud（V）

Rs<Q)RL(Q)Usrv)偏差（v）

30306030.10.1

3035.16030.120.12

35.1306030.160.16

35.135.16030.180.18

表1最大功率点跟踪

2、

’REFfr

相差（度）

4544.99().9

47470.9

50500.9

52520.9

55550.9

表2频率相位跟踪

3、

(J

d(V)

，d<A>Uo<V>[O<A)

30.121.0313.812.02

表3DC-AC变换器效率

pU〜

计算效率得：n="X1OO%=以axlOO%=89.9193%

Pinin

in

4、输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶

屏显示报警，除去短路后报警消失，电路恢复正常。

5、输入欠压保护和自恢灾功能：调节输入电压Us,当电压表2显示电压低丁•25V

时液晶屏显示报警。再提高电源电压，报警消失，电路重新正常T.作。

五、总结

本设计采用更少元件、更低成本的模拟方案实现频率相位跟踪、DC-AC逆变、欠压、过

流自恢复保护等功能，通过精巧的模拟电路设计，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方

面远远超过指标要求，并且大大缓解了数字部分的逻辑负担。设计中所选的器件均具力.相当

高的性价比，如MSP430F169微控制器，IRF540功率管，IR21094浮柳驱动器，对比传统的

DSP光伏逆变方案，本作品更经济简洁，实用性更强。

参考文献

[1]赵争鸣,刘建政等.太阳能光伏发电及其应用.北京：科学出版社,2008.

[2]孙肖子，邓建国，陈南等.电子设计指南.北京:高等教育出版社，2006.

[3]谢楷,赵建.MSP430系列单片机系统T程设计与实践.北京:机械工业出版社,2009.

附录一

VIII

图1自振荡D类放大器电路仿真原理图

图2自振荡D类放大器电路仿真波形

IX

光伏并网发电模拟装置

全国一等奖

南京航空航天大学崔益军康传华张京雷

摘要该设计装置模拟光伏并网发电，主要由主电路、控制电路、采样调理电路、驱动保护

电路、辅助电源以及显示电路等六部分组成。逆变器控制采用混合脉宽调制（"PWM）方式,

很好地降低了开关损耗。系统的数字处理模块采用了具力.高处理速度、低功耗的芯片

TMS320F2812。采用P1控制策略进行逆变系统的控制，参数设置简单，易整定。系统能够实

现最大功率点的跟踪，具有欠压俣护、过流保护以及相位跟踪等功能，并在过流、欠压故障

排除后能自动恢复正常状态。DC-AC变换效率高达88乐失真度只有3九

一、方案论证

1.逆变器主电路拓扑结构的选择

半桥电路（图1）结构简单，但亢流电压利用率低，桥臂输山波形谐波含量大，需要高

的开关频率利大的滤波器，H只适用丁•中小容量的场合。

全桥电路结构（图2）相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍％开关管

所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活。此外全桥逆变电路由于桥臂输出电

压存在零电压的续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率卜，可以获得更好的谐波控制。

故本设计中采用全桥逆变器的拓扑结构。

2,逆变倦系统主控器的选择

为了能够实现复杂的控制策略，提高系统抗干扰能力及可靠性，使系统具有优良的一致

性，方便系统升级等优点，逆变器采用全数字控制方式。在数字控制处理器的选择时需要充

分的考虑处理器运算处理能力，处理器字长、A/D采样精度以及采样速度、通信接口等诸多

因素。综合考虑以上各方面因素后，逆变器数字控制器选用TMS320F2812。

3.系统总体方案

■电路框图，如图3。

X

图3总体电路框图

■软件算法包括并网算法（采〃P1调节，MPPT（实现最大功率点跟踪功能）、驱动电路

算法（开关功率放大作用），以及软件保护算法（过流、欠压保护功能）。

二、理论分析与计算

1.MPPT的控制方法与参数计算

实现最大功率点跟踪（MPIT）功能，使得逆变

器输入端的输入电阻笑于稳压电源的内阻，即

DC-AC输入端电压Ud。宜流稳压源Us存在如卜关

系：

Ud二*

本设计采用扰动观察法实现MPPT,算法流程如图，

5⑹、4④、P⑨分别为第k次采样的太阳能电池

输出电压、电流功率，为两次采样的功率差,

AV为产生的电压扰动量。

2.同频、同相的控制方法

题目本意是将外界输入的出弦基准电压作为

电流给定，本设计对此功能做了进一步优化，可在

输入正弦信号畸变（实际电网电压存在波形不好的

情况）的情况卜实现同频同相。实现方法如卜.：将

输入基准信号〃REF通过图5电路转换为方波信号，

由DSP捕获其上升沿利卜降沿，调整M弦表相位

和输入基准信号一致；通过计数法计算输入方波信

号的周期，调整正弦表读数频率，实现频率馈定。

图4扰动观察法实现M1V11流程图

XI

3.提高效率的方法

提高转化效率的重要途径是在电路设计中减少损耗。设计中发现，双极性控制的正弦脉

宽调制(bipolarPWM)跟单极性控制的正弦脉宽调制(unipolarPWM)t其功率管均以较高

的开关频率工作。虽然得到了较理想的输出正弦电压波形，但频率越高，损耗越高。

为了很好地将频率和损耗综合考虑，我们采用HPW"(hybridPWM)控制。它仍然属

丁•单极性控制方式，不同的是，工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥

臂的两只功率管T.作在低频.两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的

心弦输出电压波形；另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而很大程度减小了

开关损耗，进而提高了效率。

4.滤波参数计算

为了保证滤波器的滤波效果，必须保证滤波器的转折频率远远大丁基波频率，通常取滤

波磊的转折频率为基波频率5〜10倍，开关频率也为转折频率的5〜10倍。确定了滤波器的

转折频率之后，只要在确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。

■输出滤波电容的选取

本设计中输出交流电压的频率为‘0为50Hz,逆变器的开关频率为25KHz,滤波器的转

折频率一般取为(5〜10)人，输出滤波电容C,用来滤除输出电压〃。的高次谐波。为了减少

输出功率的无功分量，一般选取/W0.2/.ax为宜，其中为满我时的输出电流。

A>max=24

因此滤波电容C,值应满足卜式：

Vomax

5-2%皿,

由上式计算可得，输出低通滤波器的电容C,值取小于90M凡

■输出滤波电感的选取

由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率5-10倍，并在确定输出滤波电容的基础

上，可以选择输出流波电感。的值：

XII

QnNfACf

其中，N代表转折频率的倍数，一般取5〜10。这里取N=/0,综合电感体枳等因素，

确定电感L/值约为加"。经SABER仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容C,值为

4W”,电感"值为300〃/

三、电路与程序设计

LDC-AC主问路。器件选择

主回路的核心芯片选择为T1公司的TMS320F2812,其丁.作频率可至150MHz,内建16路

12.5MSPS的12位ADC和分辨率细至150pS的16路I1RPWM模块，『常适合用作数字电源，

电机控制等需耍闭环控制和数字信号处理的场合，同时其内建的SP1,12C,CAN接口也『常方

便我们。外部罂件通信。开关功率管选择为TRF740Ao

2.Pl控制算法

该设计中采用数字P1调节器进行同频同相的跟踪控制。它是一种线性控制器，它根据

给定值r(t)。实际输出值c⑺构成控制偏差：

将偏差的比例(P)和积分(1)通过线性组合构成控制量，对被控对象(频率或者相位)

进行控制，其控制规律为：

«(0=KP[e(t)+,工e(t)dt]

其中“。为Pl控制器的输出,e⑺为P1调节器的输入，Kp为比例系数，♦为积分时间

常数。简单说来，P1控制器各校正环节的作用如下:

■比例环节.：即成比例的反映控制系统的偏差信号《团，偏差一U产生，控制器0:即产生

控制作用，以减少偏差。通常随着Kp值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加

快，但是当即增加到一定程度，系统会变得不稳定。

■积分环9：主要用丁•消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取次于积分常

数刀，刀越大，积分作用越弱，反之越强。通常在即不变的情况卜，7Z越大，即积分作用越

弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢.，

3.保护电路

硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分，本逆变器系统主要由输入欠压保护、输出

过流保护组成。其基本原理类似，都牯通过采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰

减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。具体保护电路如图6和图7所示，前一级对

信号进行衰减，然后通过二极管检波电路，取得信号的峰值，。相应的阈值比较，产生保护

信号。

XIII

+15V

+15V

图7输入电压保护电路

四、测试方案与测试结果

L测试方案及测试条件

(D测试仪器：克流稳压电源(DE1731SD2A)、数字万用表(DT9202)、数字示波器(DS1052E)

(2)测试主要方案：

■最大功率点跟踪的测试：改变电源内阻以及负载，用万用表分别测试DC-AC的输入端和

电源输出端电压，记录读数，计算是否满足MPPT。

■频率跟踪和相位跟踪的测试：双踪小波器的两个通道分别接参考信号和输出信号，对参

考信号进行调节(45〃Z~55HZ),利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，。输入进

行比较：相位通过直接观察比较两路输入的波形。

■DC-AC变换器效率和失真度的测试：这一测试环节需要两个万用表利双踪示波器，万用

表串接入DC-AC的变换前后，测得。和⑶，注意后者是交流电。从示波器读出少和

Uoi,计算得到变换效率。

2.主要测试结果

表1最大功率点跟踪相对偏差(绝对值)

序号R/QR/QWVuyv变换效率输出失真度

136Q60.030.10.843.2%

236Q36Q60.030.20.853.5%

330。30Q60.029.90.863.4%

表2频率跟踪相对偏差(尾尸：45Hz~55Hz)

XIV

序号FREF/HZfp/Hz1相对偏差1

149.4049.800.8%

245.3745.210.35%

354.8254.950.24%

3.测试结果分析

由表1、表2测试结果可见，基本要求以及发挥部分均达到所需指标：

1）具有最大功率点跟踪功能，在各种负载情况F5均稳定在30V左右。

2）具有频率跟踪功能，相对误差＜0.8机实际跟踪范围超过45Hz-55HZ。

3）在各种负载情况卜，DC-AC变换效率超过晒，最高达邈。

4）输出失真度在跳附近。

5）具行欠压保护和过流保护功能,且在故障排除后能且动恢复正常状态。

6）具有相位跟踪能力，在各种负载情况卜，偏差小丁三。

7）系统具行液晶显示功能。

8）为模拟实际电网电压畸变的情况，本系统可在输入正弦参考信号畸变（例如输入

方波信号）的情况卜正常工作。

XV

宽带直流放大器设计报告

全国特等奖

电子科技大学沈军、陈虹佐、袁德生

摘要:本系统创造性地采用可控增益放大器AD603和宽带低噪声运放OPA2846结合的方式,

通过继电器切换放大通路，很好地实现题目0〜60dB可调增益的要求。加入自动直流偏移

调零模块，最大限度地减小了整个放大器的直流偏移。放大器带宽可预置并显示，经测试，

大部分指标达到或超过题0发挥部分要求。

关键词：宽带放大器，可控增益，功率放大，自动调零

一,系统方案论证：

经过仔细地分析利论证，我们认为此次宽带克流放大器可分为可控增益放大，I占I定增益

放大，程控滤波，功率放大，自动宜流偏移调零这儿个模块。

11可变增益电路方案论证和选择

nJ•控增益芯片型号众多，本队在平时训练过程中常用AD603,故由单片机通过控制D/A

输出直流电压来控制AD603实现增益调节。其外围元件少，电路简单。

1.2冏定增益电路方案论证

采用低噪声宽带电压反馈运放OPA2846对信号进行30DB的放大。

1.3低通滤波器方案论证

结合题目要求，低通滤波器采用无源LC滤波器，它是利用电容和电感元件的电抗随频

率的变化而变化的原理构成的。无源LC滤波器的优点是：电路比较简单，不需要直流电源

供电，可靠性高；缺点是：通带内的信号有能量损耗。为了使通带尽量平坦，选用了通带比

较平坦的巴特沃斯滤波器。同时在滤波器后加入固定增益放大器，弥补信号通过滤波器时幅

度的衰减。

1.4功率放大器方案论证和选择

方案一：采用晶体管单端推挽放大电路。为获得较低的通频带卜限须率，可用直接耦合方

式，但是涉及到的计算量大，调试繁琐，不易实现，并且若耍得到较高的输出电压，输出较

大的信号功率，管子承受的电压要高，通过的电流要大，功耗很大，不满足题目低功耗，低

成本的要求。功率管损坏的可能性也比较大，不满足题目对放大器稳定性的要求。使用晶体

管也不易控制其零点漂移.

方案二：采用单片集成宽带运算放大器。提供较高的输出电压，再通过并联运放的方式扩

流输出，以满足负载要求该方案电路较简牝容易调成易于控制零点漂移，故采用本方案。示

意图如下所示：

幅度及功

幅度及功

率放大2

图1功放示意图

由「AD603输出最大有30mv的克流漂移，为了尽量减小直流电压漂移，应尽量减少

放大电路所用AD603的数量，但同时又要满足题目要求的0—40DB增益连续可调,0—60DB

XVI

增益程控步进nJ调的要求，我们采用可变增益放大和冏定增益放大结合的方式，在不影响可

控增益指标要求的前提F，最大限度地减小苴流漂移。

我们最终确定的系统详细方框图如下：

二.理论分析。计算

2.1带宽增益积

按照题目发挥部分的要求，信号通频带为。〜10MHz,最大电压增益A/WOdB,则增

益带宽积为：10MX10^(60/20)=10GHz,

我们采用分级放大的方式，使放大器整体增益超过60DBo

2.2通频带内增益起伏控制

对于通频带增益起伏的控制，我们设置放大器的频率范围从DC到超过10M,因此在10M

通频带内增益平坦。另外，选择通带最平坦的巴特沃兹滤波器来预置带宽。我们设计并制作

T3dB带宽5M和3dB带宽10M的巴特沃兹滤波器，使得放大器在两个预置频率范围内增

益平坦。

AD603的增益误差在90M的通带内小于±0.5DB,OPA2846/U00M以下频带范围内增

益起伏小于0.1DB,THS3091在±5V电源供电时，在增益为2倍，65M通频带内增益起伏

小于0.1DB,THS3092具仃50M带宽的0.1DB增益平坦度，均满足题目指标要求。

2.3线性相位

线性相位即输入信号通过系统后产生的相位延迟随频率成线性变化。信号的相位随频

率的变化会因放大器内部的电抗元件而失真。这种‘线性'失真称作相位线性度，可通过矢

量网络分析仪在放大器的整个工作频率范围内而测得，本队在调试过程中使用示波器对系统

的相位线性度进行观察利测试。系统相位线性度的标准尺度就是“组延迟”，其定义为：

完全理想的线性相位滤波器对于一定频率范围的组延迟是一个常数。可以看到，如果

滤波器是对称或者反对称的，就可以实现线性相位，如果频率响应卜'(w)是一个纯实或者

纯虚函数，就可以实现固定的组延迟。

2.4抑制宜流零点漂移

放大器输入为零时，输出出现的电压称为输出的偏置电压。偏置随时间，温度，电源电压

等一起变化的情况称为零点漂移。这是表现放大器特性的重:要性质。

抑制零点漂移，我们分为控制和补偿两个部分完成。由「AD603本身零点漂移较大，

XVII

最大能达到30mV,故应尽量减少使用AD603的数量。在增益控制中，我们创造性地采用

一片AD603可变增益放入9OPA2846固定增益放大配合，通过继电将切换选择信号放大通

路实现题目0—60DB增益可调的要求。OPA2846的输入偏置电压仅为0.15mV,THS3091和

THS3092在±5V供电时输入偏置电压仅为0.3mV。另外，在AD603输出端引入自动零偏调

零回路，即在可变增益放大级输出加入低通滤波器滤出直流偏移，送入AD,AD输出送MCU

处理，再通过DA输出。该偏移电压对应的反相补偿电压送回输入端进行补偿，从而最大限

度地抑制了放大器地直流零点漂移。

2.5放大器稳定性

系统的稳定性取决于系统的相位裕量。相位裕量是指放大器开环增益为（MB时的相位

与180°的差值。放大器一般会有自激的问题，有的情况是由于在放大器的相移为180度时,

其增益仍然大于1,这种情况可以在反馈环路中增加零点来做相位补偿。总体来说，自激振

荡是由于信号在通过运放及反馈同路的过程中产生了附加相移，用表示低频段的附加

相移，表示高频段的附加相移，当输入某一信号频率为力，使A6+A。=NH（N

为奇数），反馈量使输入量增大，电路产生正反馈。

由丁本系统中的反馈均为运放单级反馈，故应注意使每级运放自身产生的附加相移小

于180°。在电路调试过程中，对丁•电压反馈却运放OPA2846,AD60工我们可以人为地引入

电阻，电容，他们在力处产生的附加相移为Ag，若使得△（）＞«+域+想HN4N为奇数）,

则自激振荡得以消除。对于高速，宽带的电流反馈型运放THS3091,THS3092,我们特别注

意了走线布局，如反馈环一定要走最短路线，因为长的线也会引起更大的附加相移；计算选

择了合适的反馈电阻阻值,使其不因阻值太大而产生更大的分部电容，导致更大的附加相移;

也不因限值太大而降低放大器的皆宽。

三.电路与程序设计

3.1第一级放大电路设计

第一级放大电路包含可变增益放大模块及固定增益放大模块。设计AD603可变增益范

围为一10〜30DB,由「AD603的输入电阻为100欧，故当继电器切换选择一10〜30DB可

变增益放大时，接入的电阻为100欧。采用单片机程控DA输出电压控制AD603的电压增

益，同时可手动按键预设电压增益。设计OPA2846的增益为30DB,电路如系统框图所示,

当继电器选择卜方导线通路时，放大器中没行接入固定增益模块，增益范围为一10到30DB

连续可调；当继电器选择上方。PA2X46放大器模块时，增益范围2UDB至IJ6UDB连续nJ调，

远远超过题目对增益指标的要求。

3.2第二级放大电路设计

第二级放大电路包含可切换滤波器模块及功率放大模块。为满足遮目对放大器带宽可预

置的要求，第二级放大电路加入5M和10M两个LC低通滤波器，亦用继电器选择切换滤波

器。为获得放大器通频带内最平坦的幅频特性曲线，使用滤波器设计软件Mullism设计并制

作了二阶巴特沃斯5M低通滤波器及5阶巴特沃斯10M无源LC低通滤波器。测试表明信号

经过滤波器后会衰减为原来的!，故在滤波器后加入由THS3091搭建的4倍增益放大器，

使信号恢复原来的幅度之后再送入功率放大电路。

XVIII

InthdorInductor

R2UL3

5M巴籽沃斯低通滤波10M巴特沃斯低通滤波

图2低通滤波器设计

佶号经THS3091放大4倍输出后接缓冲，以推动后级功放。为获得10V有效值及大电

流输出，我们采用两路THS3092并联扩流的方■式搭建功率放大模块。设置增益为5倍。该

模块可同时对信号幅度和功率进行放大。

3.3抑制零漂电路设计

由J--AD603最大有30mV的输出漂移，因此在电路设计时我们必须要对其直流漂移进

行调零处理，以免影响直流信号的放人。如图4所示，我们在第二级放大电路之后，缓冲器

之前加入连接第一级信号输入端的反馈问路，经AD采集并经单片机处理，测出当输入电压

为零时，输出端存在的直流漂移电压，再由DA输出。漂移电压大小成比例，极性相反的电

压反馈向信号输入端，以调节输入端的零偏。此处我们选择TI公司的TLV5616作为调零用

DAO

图4输出端直流漂移调零模块AD采样前端电路

34各级电源设计

采用自制±5V电源为前级AD603可变增益放大及OPA2846固定增益放大器供电;为满

足10V有效电压的输出，采用自制±18V电源为后级功率放大电路，主要是THS3902并联

功率放大电路供电；采用±5V电源为MCU,光耦及继电器等供电。±5V,±18V电源均由

XIX

线性稳压块7805,7905,7818,7918搭建。也源模块原理图见附图1。

3.5主控制那选择

选用8051单片机对系统进行控制。单片机主要完成以卜.功能：1.接收用户的按键信息，

对放大器增益及带宽进行预制和控制，并将增益和带宽信息显示在1602液晶屏幕上。2.对

AD采集|口|来的无输入信号时放大器输出的直流漂移电压数据进行处理，再控制DA输出大

小相同，极性相反的补偿电压反馈回输入级。3.接收用户按键信息，切换选择5M或10M的

低通滤波器模式。

3.6抗干扰处理

我们在实际制作中采用下述方法减少T•扰，避免自激：

I.将输入部分利增益控制部分加入屏蔽盒中，以避免级间干扰和高频自激。2.将整个运

放用很宽的地线包围，以吸收高频信号，减少噪声，在增益控制部分和用级功率放大部分也

都采用了此方法。在功率放大级，这种方法可以有效地避免高频辐射。3.各模块之间采用

同轴电缆连接。4.采用光耦隔离数字电路和模拟电路。

3.7程序设计

使用51单片机作为整个系统的控制核心，启动后系统自动读取上次关机前存入FLASH

的直流偏置调库控制信息，从而自动设置当前直流偏移补偿电压。此后单片机可接收用户按

健信息使系统实现预置增益，带宏并显示的功能。单片机同时控制AD采集此时直流偏置信

息并将该信息存入FLASH供卜次开机时使用。

四.系统测试

4.1放大器的基本性能测试

测试方法：用函数发生器产生频率1MHZ,有效值分别为2.5mv,10mv,100mv,1V3.5V正弦

波送入进行测量。测试条件：空载。

测试表格1

输入信号有预置增益输出信号有向流偏移波形质量增益误差

效值效值

2.5mv70DB7.50V-1.4-1.3V无明显失真5.1%

10mv60DB10.10V<20mv无失真1.0%

lOOmv40DB9.93V-30-40mv无失真0.7%

IV20DB9.99V90mv~1OOmv无失真0.1%

3.5VODB3.58V90mv~lOOmv无失真2.3%

测试结果分析：又数据可以看出，信号增益程控nJ•调，最大增益.，最小输入信号幅度均达到

题目发挥部分指标要求。最大输出电压正弦波有效值匕KOV,输出信号波形无明显失真。

4.2噪声测试

题目要求在Av=60dB时，输出端噪声电压的峰峰值%NPP3.3V,故对放大器进行噪

声测试。测试方法：增益预置60DB,示波器输入端加50欧电阻匹配到地，用示波器测量

输出端噪声。测得噪声幅值为80()〜90()mv。我们还另外测试了增益为55DB时的噪声，幅

XX

度为30〜40mv。测试结果表明放大器nJ.在一定的增益时满足题目对竦声的指标要求。

4.3通频带测试

4.3.15M通频带测试

测试方法：输入有效值为IV的正弦波信号，增益预置为20DB。用因数发生器产生多个单

频点的方式，用示波器观测输出信号的峰峰值。

4.3.210M通频带测试

测试方法同上。

测试表格2

5M通频带测试10M通频带测试(5MVpP29.6V)

1MVPP28.4V6MVpp30.2V

2MVPP28.56V7MVpp30.4V

3MVPp28.8V8MVpp30.8V

4MVPP27.6V9MVpp29.6V

5MVpP22.8V10MVpp22.6V

测试结果分析：通频带。题目要求的指标相比略微后延，表明放人器在预置增益的条件

下带宽人丁指标要求。

另外，我们的系统在输入信号为2.5mV时，预置增益为70DB,满足了题目发挥部分要

求的进一步降低输入电压提高放大器的电压增益。

五.总结

本系统由前置20DB衰减器，可变增益放大，固定增益放大，功率放大，单片机控制和

显示模块及自动宜流偏移调零等模块组成。第一级可变增益放大模块采用可变增益放大器

AD603实现从一10到30DB可变增益放大;第二级冏定增益放大模块采用宽带运放OPA2846

实现30DB的固定增益放大，通过继电器对不同信号放大通路的切换选择，使两级放大电路

配合实现0—60DB连续小词的放大。本放人器含行可程控选择的5MJ0M两个LC低通滤

波器以实现放大器的带宽预置；第二级功率放大采用两路THS3902并联配扩流的方式分别

对信号进行功率放大，再进行功率合成，从而实现题目要求的10V有效值输出。本设计对

压控增益器件和宽带高速运放进行合理的级联和匹配，同时加入自动克流偏移调零电路，全

面提高了系统增益带宽积，增强了稳定性，抑制了亢流零点漂移。

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宽带直流放大器

全国一等奖

华中科技大学康跃藤彭盒贺