第四章微波混频器和检波器

第四章微波混频器和检波器主要内容肖特基势垒二极管和检波二极管微波混频器工作原理微波混频器的基本电路镜像回收混频器毫米波混频及谐波混频微波集成检波器§4.1引言混频器（1）利用非线性或时变元件来达到频率变换的目的；（2）基本上采用肖特基势垒二极管做变频元件；（3）是微波超外差接收系统中必不可少的部件；

检波器（1）利用固态器件的非线性来产生直流或低频电流及电压，用以检测微波功率；（2）采用PN结或肖特基势垒二极管做检波元件；（3）是微波指示设备中最常用的部件§4.2肖特基势垒二极管和检波二级管肖特基势垒二极管——金属-半导体结(a)点接触型(b)面接触型（面结合型）肖特基势垒二极管管芯结构肖特基势垒(表面势垒)二极管与普通PN结区别:普通PN结：1、正偏时P区的空穴扩散到N区，N区电子扩散到P区，都成为少数载流子(少子)。2、少子一面以有限速度扩散，一面逐渐与多数载流子复合，而在界面两侧有部分少子堆积起来，出现少子电荷储存效应。结果：形成较大的扩散电容，限制了PN结的高频特性。肖特基势垒二极管：1、半导体与金属接触后，电子从半导体流入金属，使半导体带正电，金属带负电，在接触面两侧形成接触势垒。2、正向偏压时。金属接电压正端，半导体接负端，外加偏压与势垒极性相反，势垒高度降低，从半导体流向金属的电子流增大，形成从金属流向半导体的正向电流。3、反偏时，势垒增加，从金属流向半导体的热电子流很小。

结果：电流由半导体中多数载流子运动形成，基本不存在电荷储存效应，工作频率高，在微波频段得到广泛应用。肖特基势垒二极管基本工作原理：

（1）处于不同能级状态的电子如果获得足够的能量（>EF,费米能级），就会脱离原子核的束缚，逸出并形成热电子发射；（2）N型半导体的EFs>EFM，

使M-S交界处的能带发生弯曲，意味着电子位能由N区向金属区逐渐升高，从而形成一个势垒，阻挡电子从半导体流向金属。该势垒高度就是半导体和金属的相对差值肖特基势垒二极管外加电压作用下的单向导电特性（a）加正偏置——导通(b)加反偏置——近似截止M-S结在外加电压作用下的情况肖特基势垒二极管的基本物理结构是M-S结，其主要物理过程以多数载流子的运动为基础，因此被称为“多子器件”。M-S结与PN结I-V特性比较特性肖特基结PN结工作机理多数载流子的运动少数载流子的扩散伏安特性Is与外加偏压有关；导通电压低；正向电流大；较强的非线性；Is与外加偏压无关；导通电压高；正向电流小；线性度较好；结电阻较小——微分电导变化陡峭，利于混频较大结电容仅由势垒电容决定，容值小，不存在扩散电容存在扩散电容；容值大串联电阻较小（高导电率金属代替了P型半导体）较大击穿电压较低——用于混频、检波较大——功率变频/倍频M-S结与PN结的特性比较

IS为二极管的反向饱和电流点接触二极管与肖特基势垒二极管点接触管在制作时形成的是不完善的肖特基势垒，而面接触则形成的是完善的肖特基势垒。不同的点接触管在压接时压力可能不同，使肖特基结的直径不同，因此性能一致性差，可靠性也差；而平面工艺使结直径、金属膜厚度等均能严格控制，因而管子性能一致性好，便于设计使用。以上两个优点表现为I-V特性中的工艺修正系数n有所不同。点接触型n>1.4，而面接触型n=1.05~1.1，因此非线性特性较陡。此外，面接触型管的噪声也有改善。肖特基势垒二极管的结构、

等效电路与主要参数微波混频二极管的典型封装结构及其等效电路如图所示

(a)面接触型微带式封装结构(b)等效电路混频二极管的封装结构及等效电路肖特基势垒二极管的结构、

等效电路与主要参数M-S结二极管的截止频率较高，定义为二极管作为混频管使用时主要参数有以下几点：变频损耗、噪声温度比、中频阻抗等。噪声温度比（简称噪声比）：二极管的总输出噪声资用功率与其等效电阻在相同温度下热噪声资用功率kTB之比。若Rs很小，且Rs<<Rj，则上式简化为：噪声来源与晶体管相同，来源有三部分：散粒噪声、热噪声和闪烁噪声。检波二极管检波二极管多用PN结和肖特基势垒二极管。因微波信号一般比较微弱，所以要求检波二极管的灵敏度很高，检波二极管的输出电压由视频放大器放大，这样就构成了晶体视频接收机，其灵敏度虽低于超外差接收机，但结构简单，也有不少重要用途。检波管等效电路检波二极管检波二极管的I

V特性为

式中，IS为二极管的反向饱和电流,典型值从10-16～10-13A不等，且受势垒高度、结面积和温度影响；V是二极管结两端的电压；q是电子电荷；k是波尔兹曼常数；T是绝对温度；n是理想因子，用来计入不可避免的结缺陷和其它热电子发射之外的次要效应，它总是大于1的，并且应该小于1.2。检波二极管的结电容也随外加电压而变化：式中，是零偏压时的结电容；是二极管势垒电位；是电容非线性系数，一般为0.5左右。检波二极管的重要电参数电流灵敏度

：短路整流电流和输入射频功率之比，常以表示。电流灵敏度有如下表示式：采用电流灵敏度表征的缺点是它与负载关系较大，而且不能反映检波管的噪声性能，近来已较少采用。电压灵敏度：检波器有无输入信号时，负载上电压的变化值与输入的信号功率之比，常以表示；有时也可在测试条件中给定输入功率，而仅给出负载上的检波电压值，并以mV表示。

检波二极管重要电参数正切灵敏度:在脉冲测试中，没有信号时，检波管噪声输出的上限与有信号时噪声输出的下限在同一水平线上，这时对应的信号电平就是正切灵敏度，以dBm表示。正切灵敏度这一指标由于能反映出在噪声条件下的检波能力，所以得到越来越多的应用。

优质系数M：检波二极管的优质系数M用于比较不同二极管的质量，它包含电流灵敏度和视频电阻，由下式表示：式中，为第一级视放输入端的等效噪声电阻。对于不同视放，的数值有所变化，一般可取。视频电阻：指检波二极管对视频信号所呈现的电阻，它对于检波器与视频放大器的匹配设计很有用。§4.3微波混频器工作原理非线性电阻混频原理在肖特基势垒二极管上加较小的直流偏压（或零偏压）、大信号本振功率（10mW左右）及接收的微弱信号（0.1mW级以下）。大信号+小信号+直流

二极管混频器的原理等效电路图

非线性电阻混频原理假设本振与信号分别表示为

由于，因此可以认为二极管工作点随本振电压而变化，而在该工作点展开为泰勒级数。设二极管伏安特性用表示，则求得二极管电流的瞬时值为非线性电阻混频原理第一项是二极管电流中的大信号成分可用傅里叶级数表示为其它各项为二极管电流中的信号成分，当很小时，仅取第二项。其中

为二极管电导。由于二极管是非线性元件，

则展成傅里叶级数其中

非线性电阻混频原理(a)正弦本振激励下的二极管大信号电流成分(b)时变电导波形非线性电阻混频原理若负载采用谐振回路，选出所需中频成分（决定于一次混频电导与信号电压的乘积）：

其中

当或

当因此由上述各式可知二极管电流中的小信号成分近似为:非线性电阻混频原理混频电流的主要频谱（设)非线性电阻混频原理假设本振和信号电压分别为

则由混频产生的中频电流成分为

而在强信号下（但仍有<<），则混频电流i可最终表示为，当或

，当

混频器指标变频损耗混频器噪声系数动态范围工作频率隔离度变频损耗定义:输入微波资用功率和加到中频负载上的功率之比，即

或组成：(1)由于频率变换作用产生的损耗；(2)由寄生参量产生的损耗；(3)混频器输入端由于阻抗不匹配产生的微波功率反射损耗。说明：①混频器中所有调制产物所得到的总功率不大于信号所提供的信号功率，因为线性时变电阻网络是无源的，不可能有变频增益。例如：Ps=1mW,PL=10mW,则PIF<1mW。本振功率没有有效地转变为中频功率，而射频信号功率转变为中频功率时还有损耗。②如果在频率为

n的端口上提供纯电抗终端(包括开路，短路)，则在

n端口上不消耗功率，或者又将他们反射到混频管，再参与混频，得出附加的中频功率，这是减小变频消耗的有效措施。混频器噪声系数混频器中存在多个频率，是多频多端口网络，为适应多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为如下形式：式中，——当系统输入端噪声在所有频率上都是标准温度T0=290K时，系统传输到输出端的总噪声资用功率；——仅由输入噪声所产生的反映到输出端的噪声资用功率。混频器噪声系数单边带噪声系数其中，Pn0是混频器输出端总噪声功率，Pn0=kTm

f，Tm是混频器等效噪声温度，

f为中频放大器频带宽度，PnS是信号单边带热噪声，PnS=kT0

f/Lm，tm是混频器噪声温度比，tm=，大多数情况下，tm

1，所以

双边带噪声系数：此时上下两个边带都有噪声输入，因此

，按其定义有

混频器噪声系数混频器-中放级联的噪声系数

当时，则

这是SSB情况，若是DSB，则有

混频器噪声系数若混频器为镜像短路或开路混频器，则微波放大器输出端虽有镜像噪声，却不能通过混频器，则该整机噪声系数仍能应用级联噪声系数公式：若为镜像匹配混频器，且LNA为宽带，则有

动态范围定义：混频器正常工作时所接收的微波信号的功率范围。

下限：通常指信号与基噪声电平相比拟时的功率。在不同的应用环境中，动态范围的下限是不一样的。

上限：受输出中频功率饱和所限，通常是指1dB压缩点的微波输入信号功率。

工作频率混频器的工作频率是指满足各项指标的频率范围。包括：信号工作频带，本振频率范围，中频频率范围。混频器的带宽决定于二极管的寄生参量及组成电路的各元件的频带宽度。

隔离度定义：指各端口之间的隔离度，是本振或信号泄漏到其他端口的功率与原有功率之比。

包括：信号与本振间的隔离度，

信号与中频间的隔离度，

本振与中频间的隔离度。§4.4微波混频器的基本电路单管混频器单平衡混频器双平衡混频器双双平衡宽带混频器单管混频器五部分：1、功率混合电路；2、阻抗匹配电路；3、微波变阻管（非线性器件）；4、直流通路；5、滤波电路。

单平衡混频器按加到两管上信号和本振的相位关系分为900型和反相型两类；——平衡混频原理相同，但电路结构及混频器某些指标各有特点。90°平衡电桥平衡混频器：

较宽的频率范围，且在信号端口得到良好输入匹配；180°平衡电桥平衡混频器：

很宽的频率范围内得到很好的信号与本振隔离。特点：

本振噪声均可在两管电流中抵消；可抵消一部分组合谐波分量，提高混频纯度，改善变频损耗。型（90°相移型）平衡混频器变阻定向耦合器90°相移型平衡混频器设信号和本振分别从隔离臂①②端口加入时初相位是0°；传输相同路径不影响相对相位关系，则通过定向耦合器作用并注意到电路中二极管的接向后，可写出加到二极管D1和D2上的电压分别为90°相移型平衡混频器可写出二极管D1和D2在本振电压作用下产生相应的时变电导分别为设，，则由上式中一次混频电导项与二极管上信号电压相乘，可得D1和D2产生的中频电流分别为

90°相移型平衡混频器D1和D2产生的中频电流反相，而由图可见，输出到负载上的中频电流为两者相减，因此能抑制混频产生的部分、无用的组合频率成分。特点：平衡混频器的输入信号和本振功率都平分加到两个混频管，使输入信号的动态范围增加一倍。抵消了本振引入的噪声。90°相移型平衡混频器单端混频器：实际振荡器在输出所需振荡信号的同时，一定伴随有噪声输出，因此，凡是和本振频率之差落在中放带宽内的那些噪声频谱分量（

L±

if）会经过混频而变为中频噪声。平衡混频器：由于本振噪声和本振加到D1和D2两管时的传播路径与本振完全相同，本振噪声和本振总是以相同的相位关系加到两管(自混频)，由两管混频产生的中频噪声必定同相，于是输出到负载上的中频噪声电流因两者相减而抵消。替代Vs可证明D1和D2的混频电流因此负载上输出电流为

由上式可见，当m和n取值使此时，说明有一部分组合频率成分被抵消而无输出。如m=n=1，即和频成分无输出，本振和射频的任何同次谱波的和频分量都无输出。180°相移型平衡混频器3dB混合环混频器

180°相移型平衡混频器在各端口匹配的条件下，①、③为隔离端口，信号由①口输入，从②、④口等分反相输出。考虑到D1和D2接向相反，而我们规定以二极管导通方向为电压正方向，因此两管上信号电压相同；本振由③口输入时，从②、④口等分同相输出，因D1和D2接向相反而使两管上本振电压反相。设输入端信号和本振的初相位为0°时，则以上关系可表示为

（4.71）（4.72）180°相移型平衡混频器二极管D1和D2在本振作用下产生相应的时变电导分别为

设，，则两管产生的中频电流成分为：

180°相移型平衡混频器以上是对应D1和D2两管上信号同相、本振反相的情况，故称为本振反相型平衡混频器。它能抵消本振引入的噪声；也能在输出端抵消由本振偶次谐波与信号及其各次谐波混频产生的组合频率成分。若本振同相、信号反相，则称为射频反相型混频器，输出电流中被抵消的是信号偶次与本振及其各次谐波的组合频率成分。因此，在本来就可忽略射频谐波的小信号情况下，射频反相型混频器在抑制组合频率方面的得益不如本振反相型混频器。

180°相移型平衡混频器采用3dB混合环的平衡混频器在实际结构上有一个缺点：其本振（或信号）输入端口引出线将与电路的中频部分交叉，因此有时需将中频部分从微带基片的背面引出。或者可以改为采用具有延长臂的分支线定向耦合器作为混合电路，如图。延长臂分支线定向耦合器的混频器

注意混合环和分支线耦合器的差别隔离问题普通分支电桥平衡混频器：本振在两支混频管的反射波通过分支电桥后将在射频端口2同相叠加，从而使隔离度变坏。图中，以1口作本振入射波为基准经电桥分为两路，第一路传到混频管D2，再反射到端口2，如虚线路径，共3/4λ传播；第2路沿实线路径经D1反射也经过到达端口2，两路径相等，两部分反射波相叠加。隔离问题带移相臂的分支电桥：在电桥的3口或4口增加一段移相线，使两只混频管对本振的反射波在射频端口反相而相互抵消，从而改善隔离度；混频管反射波将在本振口同相叠加,因此端口驻波比变坏。同样射频口驻波比也将变坏。相反，常规分支电桥的隔离度虽较差，而驻波比很好。(a)方形分支电桥(b)圆形分支电桥对隔离度有改善的混频器结构周长g隔离问题对环形电桥混频器：如果两混频管匹配不良，有反射时，由两管反射的本振功率在信号口是反相的，只要两管反射相等就可以抵消，因此环形电桥隔离度很好。对于端口驻波比来说，不论是射频口还是本振口，两管反射将叠加，因此端口驻波比较差。环形电桥混频器周长3

g/2环形电桥和分支电桥各种结构优缺点比较环形电桥周长大，适于微波高频端；而分支电桥适于低频端。当输出口有反射时环形电桥的本振口与射频口隔离度好。当输出口有反射时环形电桥的端口驻波比不如分支电桥。环形电桥本振输入端与中频输出端交叉，结构不易处理。双平衡混频器双平衡混频器又称为环形管堆式混频器，是采用4只二极管首尾相接组成环形而得名。4只混频管的电性能指标、分布参数以及结构尺寸必须严格一致。双平衡混频器原理图双平衡混频器的特点多倍频程工作带宽。混频组合分量少：双平衡混频器比单平衡混频器组合谐波成分要少一半。组合谐波成分是。全部组合频率可按奇次谐波和偶次谐波分成4类，即分支电桥：无m=n谐波；环形电桥：无m=偶次谐波；双平衡：4类中仅剩1类双平衡混频器的特点隔离度好：射频端口与本振端口的隔离度基本上取决于4管环路的平衡程度。由于采用的是管堆，理论上应该在很宽的频带内具有极高的隔离度。动态范围大：由于二极管有4只，每只仅提供输出功率的1/4，原则上应比单平混频器动态范围大3dB。双平衡混频器的输出电流频谱各二极管两端电压：

由式（1-13）：

同理：

微波巴伦设计良好的平面微带巴伦的工作频带可以达到多个倍频程。

微带巴伦示意图

图4.27微带巴伦示意图微带巴伦正面示意图微带巴伦背面示意图双双平衡宽带混频器是实现信号和中频带宽重叠且仍能保持信号、本振和中频端口相互隔离的唯一形式。双双平衡混频器需要双环二极管和独立的信号、本振和中频巴伦。X波段双双平衡混频器的原理图微带平衡混频器设计举例例4.1.设计要求：①.中心频率：3.7GHz；工作频带：3.5GHz～3.9GHz。②.频带内噪声：F<8dB（包括70MHz前置中放的噪声贡献，设中放）。③.输入驻波比，（设射频、本振源的阻抗均为50Ω）；射频、本振端口的隔离度大于15dB。微带平衡混频器设计举例解：1.电路方案及混频二极管选择：（1）采用3dB变阻二分支定向耦合器作为功率混合电路

优点：结构紧凑，有较好的射频端口驻波比。无中频交叉输出；缺点：带宽窄，隔离度不高；（2）选用的管子是Schottky势垒混频管，其参数如下（测试频率为5.5GHz）：

整机噪声系数F≤6.5dB，电压驻波比≤2，中频阻抗150～500Ω。（3）微带电路的基片可选用聚四氟乙烯纤维板，，，金属膜厚度。

微带平衡混频器设计举例2.相移线和变阻定向耦合器的设计（1）相移线设计——变为纯组在和功率为3～4mW（约为该混频器的最佳本振功率）的测试条件下，测得二极管对的归一化阻抗为，输入；经过长度为的50Ω相移线，使复数阻抗变换为纯阻，其归一化阻值为。向源：顺时针向负载：逆时针微带平衡混频器设计举例（2）变阻定向耦合器该变阻定向耦合器各臂的特性阻抗如下图所示；利用微带理论给出的有关公式，求得各臂微带线的宽度W1、W2、W3值，还可求出各臂的波导波长；再考虑T接头效应进行修正后得到各臂长度l1、l2、l3值。微带平衡混频器设计举例根据对该定向耦合器频带特性的计算机辅助分析，可取以下近似式进行修正：同样相移线的实际长度也需考虑T接头效应，还需扣除开路端电容效应，可近似取为

例4.1分支电桥（例题数据）例4.1分支电桥（ADS优化结果）例4.1分支电桥的回波损耗例4.1分支电桥的隔离度例4.1分支电桥的传输特性微带平衡混频器设计举例3．高频短路和中频输出线、中频接地线的设计（1）高频短路：为使高频短路块有较宽的频带，可采用如图所示的扇形结构。有公式可求出扇形根部虚线处向终端看去的阻抗。当图中W对应50Ω微带线时，选张角，则可算出半径R=9.9mm时，将使在时接近为0。为在短路点焊接元件，50Ω线需延伸一小段长度。扇形短路块微带平衡混频器设计举例（2）中频引线可以简单地采用特性阻抗为120Ω的高阻线，算出对应微带线宽度W=0.30mm，如果必要，可设置由高低阻抗线构成的低通滤波器。（3）中频接地线也采用的高阻线，长度为（计算得13.96mm），终端短路（利用固定基片的螺钉），这样在理论上对微波信号传输无影响。实际上在工作频带内总有一定影响，因此其设置不设在信号端口，而设在本振端口。微带平衡混频器设计举例所设计的混频器电路图

§4.5镜像回收混频器能量回收

目的：减少变频损耗；

途径：对无用边带频率造成短路或开路的终端条件，使其重新返回二极管参与混频，得到新的具有同相位的中频；镜像回收混频器在微波混频时镜频离信频很接近，因此当混频器电路不采取特殊措施时，从二极管向外电路看去，对镜频的阻抗与对信频的阻抗近似相等，称为镜像匹配混频器。如果在电路中采取措施，使混频器对镜像频率端口也造成短路条件，称为镜像短路混频器。如果采取措施，使混频器对镜像频率端口造成开路条件，称为镜像开路混频器。对这三种镜频终端情况，其变频损耗：。

滤波器式镜像回收混频器镜像短路单端混频器：电容耦合+长度≈λ镜/2的大感抗=>串联谐振=>二极管处短路镜像开路平衡混频器：λ镜/4的平行耦合线+λ镜/4的开路线=>二极管处开路对混频产生的镜频能量进行回收：

要求二极管处于镜频短路或开路参考面；对外来镜频干扰产生抑制，无位置要求。平衡式镜像回收混频器内部镜像外部镜像干扰

si平衡式镜像回收混频器特点外来信号混频出的中频在中频端口M处同相叠加输出。外来镜频干扰或镜频噪声(

i)混出的中频(

L-

i)在中频端口M处反相抵消，从而获得镜频抑制。两混频器产生的内镜频即在射频端口反相抵消，因而减少了镜频在信源的损耗。射频相对于本振的位置是固定的，必须大于，即才能有中频输出。若射频低于本振，即，将由于移相器作用，在中频口无输出。如果想要接收低于本振的信号，可将中频移相器改接在混频器A的输出端，这时被抑制的将是。平衡式镜像回收混频器要求两个单平衡混频器电性能一致，如变频损耗等一致；4支混频二极管应严格一样，如其静态参数和驻波ρ一致；本振功率大于单平衡混频器。混频器动态范围比单平衡混频器要大。§4.6毫米波混频及谐波混频触须式金属-半导体结二极管：结面积很小，截止频率高，又有完善的肖特基表面势垒，因此，用于毫米波有良好性能。但可靠性和机械强度较差，造价也较贵，一般适用于波导结构及固定装置。梁式引线二极管：靠加厚的引线来支撑，没有管壳；兼有截止频率高和机械上结实的优点，其封装参数、大大减小，且可批量生产，参数重复性好，其截止频率可达5000GHz以上。倒装二极管：粘接处位于基材底部，截止频率底，寄生电阻小，参数重复性好，其截止频率可达5000GHz以上。

DMK2790毫米波集成平衡混频器悬置微带混频器（正交场混频器）

悬置微带混频器外形图悬置微带混频器电路图图4.35悬置微带混频器本振口输入图4.35悬置微带混频器本振口输入图4.35悬置微带混频器信号口输入图4.35悬置微带混频器信号口输入毫米波集成平衡混频器由于此正交场混频器对信号来说，两个混频管二极管串联，呈现高阻抗；对中频来说，两管并联，呈现低阻抗，因而易于在这两个端口实现匹配。

悬置微带混频器中混频二极管的极性接法毫米波集成平衡混频器鳍线混频器

鳍线混频器电路

鳍线激励共面线同轴线激励共面线

图4.37鳍线混频器LO口输入图4.37鳍线混频器LORF口输入毫米波集成平衡混频器另一种结构的鳍线平衡混频器另一种结构的鳍线平衡混频器图4.39鳍线混频器LO口输入图4.39鳍线混频器RF口输入谐波混频器指将本振频率降低为工作频率（基波频率）的N分之一(常用二或四)进行混频。设计目的：降低本振频率——毫米波段本机振荡器的设计制作困难，成本高，且性能不稳定；其次，为降低本振噪声，常采用平衡混频器，降低本振频率使得结构尺寸增加，降低加工难度。管对式的谐波混频电路是毫米波和亚毫米波混频的一种较好方式。谐波混频是把两个混频二极管极性相反地并联在传输线上，本振频率可以是射频频率的一半，或者是四分之一，即，或者。谐波混频的变频特性如图所示，本振和信号都加在电路两端，两只混频二极管极性相反地并联在传输线上，偏压为零，单个肖特基二极管的电流特性：管对的总电流：外加本振电压是所以，可得

式中，系数是n阶第一类变型Bessel函数，即由此可见，由于电流i是奇函数，展开式中没有偶次项，管对的混频电导是

由于电导g是偶函数，其傅氏展开式中没有奇次项：谐波混频的变频特性管对的大信号非线性特性可归纳为：（1）加本振后的管对电流只有奇次谐波，没有偶次谐波，没有直流分量。（2）混频电导只有偶次谐波，没有奇次谐波。（3）电流和电导的各次谐波幅度都比单管时大一倍。如果在已加本振的混频管上，再加一个小的射频电压：则混频后的小信号混频电流是谐波混频的变频特性管对的混频特性是：（1）混频电流谐波中只存在m为偶数的项，没有基波混频，也没有三次谐波混频项。谐波成分比单管混频少了一半。（2）电流谐波中没有m为奇数的项，这些m为奇数的电流谐波仅存在于两管的环路中。当本振电压足够大时，谐波混频器可以获得较低的变频损耗；而采用较好的混频管时，可获得与基波混频相差无几的效果。谐波混频的噪声特性本振噪声的抑制是混频器的重要问题之一基波平衡混频器：可有效抑制本振噪声产生的基波混频信号（中频噪声）；管对式谐波混频器：只有在本振噪声才能混频成中频噪声输出。但这部分的噪声强度已大大减弱，这是因为振荡器噪声通常是以6dB/倍频程的斜率减弱。故谐波混频器的噪声与平衡混频器具有同等量级。谐波混频器电路谐波混频器电路

图4.42谐波混频器LO口输入图4.42谐波混频器LO口输入图4.42谐波混频器RF口输入图4.42谐波混频器RF口输入§4.7微波集成检波器检波器的工作原理

：检波器是利用某些固态器件的非线性特性产生直流或低频电流及电压，用以检测微波功率。典型微波检波器原理图

检波器的工作原理当外加一小的交流电压时，检波二极管的I-V特性可用泰勒展开式表示为

式中，是直流偏压；是直流或平均偏流；是二极管结两端的交流电压。当，且高于二阶的项可忽略不计时，有

式中，是载波频率；是载波电压幅度。

检波器的工作原理二极管电流包含由外加偏压引起的直流项、项以及由下式给出的二阶整流项：该项由一个直流分量和一个高频分量组成，它们正比于输入信号的电压平方值，即功率,而直流分量大小通过定标即可表征微波信号功率大小。以上分析的是单纯的正弦信号，推而广之，检波器是用来提供包含输入信号的“信息”的一个输出信号，即包含信号的幅度或幅度的变化。就一般情况而言，考虑由下式给出的调幅输入信号：检波器的工作原理式中，是瞬时信号电压，是载波频率，是载波电压幅度，是调制信号频率，是调制指数，一般为0～1。检波器的工作原理输入信号频谱

输出信号频谱

检波器的工作原理

表4-1输出信号分量和相对幅度频率相对幅度±±2

检波器主要技术指标电流灵敏度：式中，是检波器输出端为短路时的检波电流；是加在二极管上的微波信号功率。

根据定义，检波器电流灵敏度，又称短路电流灵敏度，其表达式如下式所示，单位为A/W。检波器主要技术指标电压灵敏度：，单位是

式中，是检波负载电阻上的电压；是加在二极管上的微波信号功率。当负载电阻近似为无限大时的开路电压灵敏度为当负载不是无限大时，实际电压灵敏度是当时，电压灵敏度近似为

检波器主要技术指标视频电阻：二极管对低频信号，即检波器输出的视频信号所呈现的阻抗。当把二极管作为检波器使用时，视频电阻就是后级放大器输入阻抗的设计依据。应使后级视频放大器输入端与检波器视频电阻呈现最佳匹配。在较低的视频情况下，二极管视频电阻可以近似为，常用的检波二极管视频电阻在零偏置附近时大约是1～3。优质因数：反映探测接收机的灵敏度与噪声特性的参数。检波器的优质因数或称Q值定义为式中，是电压灵敏度；是电流灵敏度；是检波管视频电阻；是检波器后级放大器的等效噪声电阻。或者写成

检波器主要技术指标最小可检测功率：由于检波二极管的噪声（包括电阻热噪声、电流散弹噪声和闪烁噪声），使检波器可检测的最小信号受到限制。当被检测信号输出电压等于二极管噪声等效电压时，检波器输入端的被测信号功率就是最小可检测功率。可见最小可检测功率主要取决于检波器的优质因数和工作带宽