《电气传动控制系统》第3章-课件

1第3章电压型变频器系统2PWM逆变器多采用交-直-交系统，简称电压型PWM逆变器。对交流电动机进行恒转矩控制、恒功率控制和高速区域的软机械特性控制。常用的电压型PWM变频调速系统的基本结构如图3-1所示。

整流器滤波PWM逆变器M整流控制逆变控制频率==~~~图3-1PWM变频调速系统基本结构图

33.2脉冲宽度调制技术3.3电压型变频器的控制系统3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理3.4三电平逆变器

3.5多电平逆变器

43.1电压型PWM逆变器的基本工作原理3.1.1单相电压型PWM逆变器及其控制方法3.1.2三相电压型PWM逆变器及其控制方法53.1.1单相电压型PWM逆变器及其控制方法3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理

图3-2H桥逆变器UCLR3VD2VD0u0i1VD4VDVT1VT3VT4VT2dABPN

在一个工作周期内，VT1与VT2同时导通和关断，VT3与VT4同时导通和关断；但同一桥臂中，上桥臂器件和下桥臂器件为互补运行方式，即其中一个导通关断，另一个必须关断。当VT1与VT2导通时，逆变器输出当VT3与VT4导通时，逆变器输出6图3-3单极性脉宽调制输出电压和电流波形单极性调制3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理载波信号Vc和参考信号Vr均没有负值的调制方法是单极性调制。7单极性调制3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理1、在时刻i0为负即从B点流向A点，电流由二极管VD2和VD1续流，负载两端电压为零；2、VT１和VT2同时导通负载两端加上正向电压电流i0经VD2和VD1反电压方向流通而快速衰减；3、i0过零点后负半周的工作情况与正半周类似。

VT１和VT2同时导通时，正向电流快速增大；4、VT１和VT2关断时由VD4和VD3正向续流。图3-2H桥逆变器UCLR3VD2VD0u0i1VD4VDVT1VT3VT4VT2dABPN8图3-4双极性脉宽调制输出电压波形双极性调制3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理载波信号Vc和参考信号Vr均有负值的调制方法是双极性调制。从PWM波形上看，双极性PWM波形比单极性PWM波形含有更多的高次谐波。9同步调制和异步调制3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理载波比N：载波频率fc和参考波频率fr之比载波比N等于常数时，为同步调制；载波比N不等于常数时，为异步调制。1、同步调制能够保证在参考波每半个周期内包含的载波三角波个数一定，可保持输出脉冲正、负半周对称；但参考波频率很低时，逆变器输出波形谐波含量大。2、异步调制控制方法简单，在载波频率恒定时，只改变参考波的频率和幅值就进行了调频调压，特别在低频输出时，可通过保持较高的载波频率来改善输出波形；但异步调制时，输出脉冲电压相位位置会发生漂移，不能随时保持调制脉冲电压正、负半周对称，而产生边带效应。

10线性调制和过调制3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理调制系数M：正弦参考波幅值Vrm和三角载波Vcm之比为线形调制；为过调制；图3-5线性调制和过调制PWM波形

113.1.2三相电压型PWM逆变器及其控制方法

图3-6三相桥式逆变器主电路三相电压型PWM逆变器用三个单相逆变器组合而成，由6个IGBT功率器件VT1～VT6和6个快速续流二极管VDl～VD6组成，三相共用一个直流电源供电，每相的脉宽调制波互差1200。3.1电压型PWM逆变器的基本工作原理123.1电压型PWM逆变器的基本工作原理工作过程

1、VTl导通时，电流经VTl管流入电机A相绕组，由B相绕组(当VT6管导通时)或C相绕组(当VT2管导通时)，或者同时经B、C相绕组(当VT6和VT2管同时导通时)，构成电流通路；2、当电流iA流向不变，VTl管关断时，由于感性负载电流不能突然中断，将由逆变器A相下桥臂二极管VD4续流，电流仍沿原方向流动，这时电机A相绕组外加负电压，进行双极性工作，使电流快速减小。3、iA反向流动及另两相电流的流动情况与此类似。由于电动机漏感的滤波作用，三相电流是齿状的交流波。133.1电压型PWM逆变器的基本工作原理控制方法

图3-7三相逆变器PWM波形采用双极性脉宽调制，三相共用一个峰值恒定的载波三角波。三相PWM逆变器通过改变三相参考信号Vra,Vrb,和Vrc的调制周期来改变输出电压频率，通过改变三相参考信号的幅度来改变输出电压的大小。若以直流电源电压中间电位作参考，则逆变器的电压波形如图3-7所示。14小结结束153.2脉冲宽度调制技术PWM(PulseWidthModulation)脉宽调制技术：——通过对一系列脉冲的宽度进行调制，等效出所需要的波形（含形状和幅值)。调制ur>uc时输出高电平；ur<uc时输出低电平改变调制脉冲电压的调制周期，可以改变输出电压的频率。改变电压的脉冲宽度可以改变输出基波电压的大小。载波三角波峰值一定，通过改变参考信号Vr的频率和幅值，控制逆变器输出基波电压频率和电压幅值的大小。与六拍控制相比，逼近正弦波能力强。163.2.1、SPWM调制法3.2.2、HIPWM调制法3.2.3、规则采用法3.2.4、谐波消除法3.2.5、电流滞环跟踪法3.2.6、电压空间矢量法本节内容173.2.1SPWM调制法正弦脉宽调制法（SinusoidalPulseWidthModulation，简称SPWM）：主要是应用正弦调制波与三角载波比较，产生正弦脉冲宽度调制波形。其调制原则是尽可能减小输出电压的谐波分量来逼近正弦波。这种方法具有模型简单、控制线性度好和易于实现的优点。图3-8SPWM局部波形

3.2脉冲宽度调制技术181.SPWM波形分析θi为Pi与αi夹角给定M值和N值后，可求出输出一周期内的各个开关点。3.2.1SPWM调制法19谐波分析3.2.1SPWM调制法对于四分之一周期对称的波形，波形中只含有正弦项，并且只含有奇次谐波,则逆变器输出电压：

其中电压基波幅值：

为确保参考信号与输出基波电压具有线性关系，调制系数在0和1之间变化。M=1时，基波线电压幅值为直流电压的0.866【1.732*0.5Ud】，直流电压利用率较低，线性控制范围较小。PWM输出波形中含有与载波频率和参考波频率有关的边带谐波分量，即K1fc±K2fr。在载波频率较高的情况下，逆变器输出电流可被电动机漏感进行较充分的滤波，从而使电流接近正弦波。202.SPWM调制法的实现图3-9SPWM自然采样法3.2.1SPWM调制法通过计算正弦调制波与三角载波的交点，求出相应的脉宽和脉冲间歇的时间，来生成SPWM波形脉冲宽度t1和t2为正弦波与三角波交点的时刻213.2.2HIPWM调制法3.2脉冲宽度调制技术图3-10HIPWM波形

HIPWM调制法：在SPWM中加入3次谐波调制方法。SPWM调制法线性控制区(M≦1)较小，导致逆变器直流侧电压利用率不高。若提高正弦参考波幅值，将出现过调制。在正弦参考波中加入3的整倍数次谐波，形成波顶较平坦的参考信号，使调制系数M可大于1。只要合成参考信号最大值不超过载波峰值就不会进入非线性控制区，从而拓宽线性控制范围，提高了直流侧电压利用率。为了解决SPWM过调制问题由于三相逆变器为三线输出没有零线，在线路上不会出现3的整倍数次谐波电压和电流，所以正弦形参考信号加入3次谐波后，对输出基波电压不会有不利影响。22表3-1：N=21时的临界调制时输出电压谐波含量调制方法谐波含量相对值基波17192325353741434749SPWM0.8660.280.280.160.16加入3次谐波l0.120.240.240.120.110.060.060.11加入3次和9次谐波10.170.190.190.170.050.130.080.080.130.05HIPWM与SPWM比较，谐波分量相差不大，但能在临界调制（参考波最大值与载波三角波峰值相等）情况下，输出较大的基波电压，提高了直流电压利用率。3.2.2HIPWM调制法233.2.3规则采样法分类：1、对称规则采样法；2、不对称规则采样法。3.2脉冲宽度调制技术规则采样法：是一种工程实用方法，针对自然采样法在线计算开关点困难而提出的。图3-11高点对称规则采样法

图3-12低点对称规则采样法

243.2脉冲宽度调制技术图3-13高低点不对称规则采样法图3-14中间点不对称规则采样法25高点对称规则采样法3.2.3规则采样法其中26高低点不对称规则采样法3.2.3规则采样法其中27中间点不对称规则采样法3.2.3规则采样法对于电动机负载，最简单的电流信号获取方法是瞬时采样，系统需要的是基波，如果采样时刻不合适，会把谐波一并采来。如果倍频调制安排适当，则在每个开关周期的开始、结束及中间时刻，电流采样值就会等于基波电流值，如图3-15所示，在k、k+(1/2)、k+1时刻采样到的电流值近似等于基波值。图3-15基于倍频采样的第K周期的电流波形图3-14中间点不对称规则采样法283.2.4谐波消除法3.2脉冲宽度调制技术谐波消除法（SelectedHarmonicsEliminationPWM，SHEPWM）：是适当安排开关角，在满足输出基波电压的条件下，消除不希望有的谐波分量。

对于交流电机，逆变器输出的低次谐波所产生的附加损耗和转矩脉动大，所以首先希望消除低次谐波。图3-16谐波消除法电压脉冲波形

29波形分析以图3-16(b)为例，说明各开关点的确定方法和谐波消除5、7次谐波原理。3.2.4谐波消除法波形正负两半周期对称，即波形在正半周期内前后1/4周期以π/2为轴线对称电压波形展成付立叶级数（根据式3-13）

式中：波形特点：30波形设计使输出基波电压幅值为所要求的值，消除5次和7次谐波，则3.2.4谐波消除法基波

5次谐波

7次谐波

313.2.4谐波消除法

角求解的结果示于图3-17中，图中还显示出其它重要较低次的11次和13次谐波。由图中曲线可见，消除5、7次谐波的结果，11次和13次谐波显著升高，但它们离基波较远。影响较小。图3-17消除5，7次谐波开关角与输出基波电压的关系曲线323.2.5电流滞环跟踪法3.2脉冲宽度调制技术滞环电流跟踪法（CurrentHysteresisBandPWM，CHBPWM）：是将实际反馈瞬时电流与参考值作滞环比较，生成PWM信号。图3-18电流滞环跟踪PWM原理框图图3-19电流跟踪控制形成PWM的波形当时，上桥臂开关管导通；当时，下桥臂开关管导通。33电流滞环跟踪法优点：3.2脉冲宽度调制技术

异步电动机定子电流与电压之间的动态模型，可以近似地看成是一个惯性环节。异步电动机变压变频调速系统，定子电流不可能立即跟随电压或频率指令改变，这是影响电压型变频调速系统速度不是很快的一个重要原因。然而，如果采用电流滞环跟踪PWM法控制，由于它近似于电流闭环控制，强迫电动机定子电流在限定的区域内跟随电流指令值。从而可以使电压型逆变器调速系统具有和电流型逆变器系统一样的动态性能。在这以前，对电压型PWM逆变器输出电压波形的分析都是以假设逆变器直流侧电压是恒定的，但这与实际情况不符。由于有限容量的电容滤波，特别是重载时会含有相当大的波纹。而用电流滞环跟踪PWM法控制，由于它基于电流控制，系统对电网电压波动和直流电压波纹的影响就变得不敏感了。特别注意，采用电流滞环跟踪控制时，逆变器输出电流的检测是非常关键的，即必须准确快速地检测出输出电流的瞬时值。34小结结束353.2.6电压空间矢量法3.2脉冲宽度调制技术对准这一目标交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩以三相波形整体生成效果为前提，以逼近电机气隙的理想圆形旋转磁场轨迹为目的，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，由它们的比较结果决定逆变器的开关，形成PWM波形。361．电压空间矢量定义3.2.6SVPWM三相电压加到电机定子绕组，有则各相磁链为由于三相绕组在空间上互差1200，则合成磁链为其中则合成电压为为满足电压空间矢量的幅值与原三相系统的相电压幅值相等，定义电压空间矢量为372．开关状态对应的空间矢量3.2.6SVPWM定义SA、SB、SC为三个桥臂的开关状态函数有8个可能的开关状态当A相上桥臂开关管处于导通状态，下桥臂开关管处于断开状态时,开关状态函数当A相上桥臂开关管处于断开状态，下桥臂开关管处于导通状态时,开关状态函数其它桥臂同理。383.2.6SVPWM1、SASBSC=100时，2、SASBSC=110时，3、SASBSC=010时，4、SASBSC=011时，5、SASBSC=001时，6、SASBSC=101时，7、SASBSC=000（111）时，393.2.6SVPWM开关状态与电压空间矢量对应关系图3-20两电平逆变器空间矢量图

403.2.6SVPWM3．矢量作用时间计算给定电压的频率f1，则旋转角速度根据给定电压的幅值Uref和角位移，用相邻的三个矢量合成该矢量，进而计算各开关状态的作用时间。矢量uref的角位移图3-21413.2.6SVPWM矢量作用时间计算矢量线性组合的等效原则是磁链等价按照方程两边实部相等和虚部相等的原则，42（1）电压矢量所在扇区判断方法三相A、B、C变为两相α、β：定义以下变量：43（1）电压矢量所在扇区判断方法44变量B0，B1和B2的波形如图所示。划分6个扇区。每个区间的特点是任意两个变量的符号相同，而与另一相的符号相反。检验各变量的符号即可区分电压所在扇区，完成电压矢量所在扇区的判断。P315462扇区号IIIIIIIVVVI45（2）矢量作用时间的计算传统SVPWM的算法步骤为：将合成电压矢量在α-β两相直角坐标系下进行分解，通过反正切函数求出合成的相角θ，根据相角判断矢量所在扇区并确定电压矢量，再用正弦函数计算各电压矢量的作用时间。传统的SVPWM算法复杂，计算量大，计算精度以及控制系统的实时性将会受到不可忽视的影响。现采用一种实现SVPWM的快速算法，能有效的简化算法。46在第一扇区，根据图中的矢量关系，可求得：47同理，可求其他扇区的矩阵表达式，可以推导出如下式所示的通用变量：选择不同的X、Y、Z组合对应电压矢量的作用时间T1、T2合成任一空间电压矢量。各扇区电压矢量的作用时间：扇区号IIIIIIIVVVIT1-ZZX-X-YYT2XY-YZ-Z-X484.SVPWM法的调制系数3.2.6SVPWM定义SVPWM调制法的调制系数则在线性调制区，矢量的最大幅值SVPWM线电压基波最大有效值SPWM线电压基波最大有效值495.开关模式的设计3.2.6SVPWM图3-22503.2.6SVPWM表3-3基于最少开关动作原则的开关模式513.2.6SVPWM如果将图3-22中的矢量u1和u2的位置互换，则得到图3-23的开关模式。若从开关状态[000]切换到[110]时，会有两个桥臂的四个开关同时导通或关断，这就导致了开关频率的增加，显然，这种开关模式不满足“最少开关动作”原则。

图3-23不满足“最少开关动作”原则的开关模式523.2.6SVPWM两种不同开关模式的PWM波形，有何异同？问题：SVPWM法与SPWM法有何异同？

533.2.6SVPWMSVPWM法与SPWM法比较:

通过分析SVPWM法与SPWM法产生波形的过程可以看出，两者的波形产生方法是一样的。SPWM法的波形是正弦参考电压波与三角载波互相比较产生的。SVPWM法的波形是通过选择不同的电压空间矢量及其作用时间来实现的。如果把SPWM法局部放大，就会发现其规则采样法与SVPWM法相同。相同点：543.2.6SVPWM553.2.6SVPWM不同点：

SPWM法的控制目标是使逆变器的输出电压正弦，通过参考正弦波的频率和幅值的协调控制，实现变频调速。SVPWM法的控制目标是使电动机磁通轨迹以圆形旋转，通过调节电压空间矢量幅值，或者改变插入零矢量的时间比例，来改变电动机磁通的旋转速度，从而实现变频调速。对于电动机，从控制效果看，SVPWM法控制简便，目标明确，直流电源利用率高。56小结结束573.3电压型变频调速系统3.3.1PWM变频器控制系统硬件电路3.3.2SPWM逆变器控制系统3.3.3SVPWM逆变器控制系统583.3.1PWM变频器控制系统硬件电路图3-25硬件电路主电路结构中央控制单元检测环节驱动电路开关电源591、主电路结构3.3.1PWM变频器控制系统硬件电路

整流器是由6个功率二极管组成的三相桥式整流电路。逆变器是由6个IGBT组成的三相桥式逆变电路。在直流侧，C1和C2是滤波电容,起直流侧滤波作用。R2和R3是滤波电容的均压电阻，保证加到电容C1和C2两端的电压相等。

R1是限流电阻，限制电容的充电电流，防止整流器过电流。K是直流侧开关，其作用是起动完成后将限流电阻R1短接。

R4和R5是分压电阻，用于检测直流侧电压。

VT7是制动单元，R6是制动电阻；当直流侧电压过高时，VT7导通，能量通过电阻R6消耗；当直流侧电压恢复正常时，VT7断开，电阻R6不消耗能量。602、中央控制单元3.3.1PWM变频器控制系统硬件电路61中央控制单元DSPTMS320F28335A内部结构623、检测环节3.3.1PWM变频器控制系统硬件电路

主要由逆变器输出电压检测电路、输出电流检测电路、直流电压检测电路和功率模块散热器温度检测电路组成。温度检测电路一般应用热电阻及其补偿和发大电路，检测逆变器散热器温度，用于过热报警和逆变器输出容量减载。电压电流检测电路分为直接检测、隔离放大器检测、互感器检测和霍尔传感器检测。图3-26

霍尔传感器是根据霍尔效应制作的一种磁场传感器，由磁环、霍尔元件、放大电路和二次线圈组成。基于磁场平衡原理，被测导体电流I1

产生的磁场与二次线圈电流I2

产生的磁场H2

相等，

则被测电流的输出电压：634、驱动电路当输入PWM信号为高电平时。光电耦合器VTl及晶体管VT2、VT3和VT5导通，驱动IGBT导通；当输入PWM信号为低电平时，VT4、VT6导通，使IGBT快速关断。图3-27功率开关管IGBT驱动电路3.3.1PWM变频器控制系统硬件电路5、开关电源开关电源电路是一种隔离电源，输入为主电路线电压输入，输出为+5V、+15V、-15V和地，为中央控制单元、检测电路和驱动电路提供电源。应该注意的是，为驱动电路提供的电源必须是电位浮动的独立电源。643.3.2SPWM逆变器控制系统1.控制系统构成图3-281、给定频率信号经给定积分器，以限定输出频率的升降速率。2、给定积分器输出信号的大小控制电动机转速的高低。3、绝对值运算器输出一路经过函数发生器，实现电压和频率的协调控制和低频电压补偿。4、另一路经压频转换，形成频率与给定信号成正比的控制脉冲。此信号产生三相正弦参考信号和载波三角。5、载波三角波三相共用，它与三相参考正弦波器在比较器中进行比较形成三相SPWM控制信号。然后经过驱动电路，输出PWM脉冲。652.SPWM调制方式在低频输出区，采用载波频率fc恒定的异步调制方式，而在较高输出频率范围内采用分级同步调制方式。图3-29异步和分级同步调制方式

3.3.2SPWM系统3．三相正弦参考信号发生器

图3-30正弦波发生器在微型计算机中，一般将正弦表数据存贮在ROM中，然后通过查表的方法生成正弦波。66序号角度正弦值转换成Q15定标值000011.4060.024580322.8120.0491160934.2180.0736241245.6240.0980321157.030.1224401168.4360.1467480779.84202480.19516393912.6540.219171791014.060.242979591115.4660.266787391216.8720.290295091318.2780.3136102761419.6840.3368110361521.090.359811790…………表3-4采样点为256的正弦表3.3.2SPWM系统三相正弦表674.倍频发生器3.3.2SPWM系统图3-31倍频发生器框图本系统通过锁相环来作倍频发生器。锁相环倍频发生器实质上它是一个数字反馈系统，环路滤波器的输入端产生一个与相位差值成正比的模拟误差信号，放大的误差信号驱动一个压控振荡器，以产生一个期望的输出频率。SPWM同步控制方式下的载波三角波，用产生正弦参考信号同样的方法形成。本系统采用四级同步控制，在每一段同步控制区内载波比值N恒定不变，分别是96、48、24和12。今取三角波每周为64个阶梯，即输入64个脉冲形成一个三角波，而参考正弦波每周期己取为256个阶梯。总的三角波计数值为正弦波计数值的倍数：683.3.3SVPWM逆变器控制系统1.控制系统图3-32SVPWM逆变器控制系统原理框图1.给定频率信号经给定积分器，以限定输出频率的升降速率。2.根据给定积分器输出极性，控制三相相序，进而控制电动机正反转。根据定积分器输出的大小，进行频率和电压的协调控制，控制电动机转速。3.根据给定频率，计算电压空间矢量相位，进行扇区判断，确定开关模式，然后计算矢量的作用时间，最后生成SVPWM波形。控制逆变器工作。692．扇区判断707172三相SVPWM的实现——扇区的确定没有111V（6）011III（5）101IV（4）001I（3）110VI（2）010II（1）100没有000扇区（标识码）六个扇区由三条直线划分

733.SVPWM脉冲生成7475根据式（3-61），结合图3-33，计算(3-72)

第1扇区：

1~6扇区：

扇区号IIIIIIIVVVICMPR1TaonTbonTconTconTbonTaonCMPR2TbonTaonTaonTbonTconTconCMPR3TconTconTbonTaonTaonTbon76SVPWM算法软件实现参考波频率：载波频率：DSP的事件管理器EV高速时钟：每个三角波的计数值为：量化公式：量化后的计数值：7778小结结束793.4三电平逆变器3.4.1三电平逆变器主电路结构3.4.2三电平逆变器工作原理3.4.3三电平逆变器空间矢量调制803.4.1三电平逆变器主电路结构使用较低耐压的功率器件，直接输出更高电压等级的变频器。二极管中点箝位式三电平变频器（NeutralPointClamped）就是一种常用的多电平变频器，简称为NPC三电平逆变器。三电平变频器的逆变器功率器件可采用IGBT或GCT，其输出电压等级一般为2.2kV、3.3kV、4.16kV和6kV。图3.343.4三电平逆变器81每相逆变桥由四个功率开关和它的反并联续流二极管及两个箝位二极管组成，三相桥臂共用了12个电力电子器件和6个箝位二极管。结构特点VT11、VT12、VT13、VT14为A相桥臂上的功率开关，VD11、VD12、VD13、VD14为功率开关的反并联续流二极管，VD15和VD16为连接到中点O的箝位二极管；

VT21、VT22、VT23、VT24为B相桥臂上的功率开关，VD21、VD22、VD23、VD24为功率开关的反并联续流二极管，VD25和VD26为连接到中点O的箝位二极管；

VT31、VT32、VT33、VT34为C相桥臂上的功率开关，VD31、VD32、VD33、VD34为功率开关的反并联续流二极管，VD35和VD36为连接到中点O的箝位二极管。823.4.2三电平逆变器工作原理假设：1、负载采用Y型连接；2、直流侧两个电容的参数相同；

3、每组两个箝位二极管的中间点连接到直流侧两个电容的中间点(O)。以A相为例，定义开关VT11和VT12导通时，A端相对于中点O的电压uAO为+E，开关状态定义为P状态。开关VT13和VT14导通时，A端相对于中点O的电压uAO为-E

，开关状态定义为N状态开关VT12和VT13导通时，A端相对于中点O的相电压uAO为0，定义为O状态。3.4三电平逆变器83开关VT11和VT12导通时，为P状态；开关VT13和VT14导通时，为N状态；开关VT12和VT13导通时，为O状态。3.4.2三电平逆变器工作原理开关状态和输出电压图3.36导通规律843.4.2三电平逆变器工作原理输出电压图3.37相电压和线电压波形853.4.2三电平逆变器工作原理状态切换86状态P向状态O的切换过程（iA>0）3.4.2三电平逆变器工作原理

切换前：VT11、VT12导通，A端输出电平为P，电流iA流通路径为P－VT11－VT12－A端，加到VT11、VT12上的电压均为0V，加到VT13、VT14上的电压均为E。切换时：先将VT11断开，延时时间TD后，再将VT13导通，A端输出电平为O，电流iA流通路径为O－D15－VT12－A端，加到VT11、VT14上的电压均为E，VT12、VT13上的电压均为0V。在TD时间内，加到VT11上的电压为E，加到VT12上的电压为0V。

状态O向状态P的切换过程与上述过程类似。图3.3887状态P向状态O的切换过程（iA<0）3.4.2三电平逆变器工作原理

切换前：VT11、VT12导通，A端输出电平为P，电流iA流通路径为A端－VD12－VD11－P，加到VT11、VT12上的电压均为0V，加到VT13、VT14上的电压均为E

。切换时：先将VT11断开，延时时间TD后，再将VT13导通，A端输出电平为O，电流iA流通路径为A端－VT13－D16－O，加到VT11、VT14上的电压均为E，加到VT12、VT13上的电压均为0V。在TD时间内，加到VT11、VT12上的电压均为0V，加到VT13、VT14上的电压均为E。状态O向状态P的切换过程与上述过程类似。图3.38883.4.2三电平逆变器工作原理893.4.3三电平逆变器空间矢量调制开关状态：每相桥臂有P、O、N三种开关状态，这样三相桥臂共有33=27种开关状态。电压空间矢量：以上开关状态对应27个电压空间矢量，实际的电压空间矢量共有19个，其中一个为零矢量，有一些重叠的电压矢量。电压空间矢量分为以下四种类型：

零矢量：对应的开关状态为[PPP]、[OOO]、[NNN]。小矢量：每个小矢量分为P型小矢量和N型小矢量。P型小矢量对应的开关状态为[P]，N型小矢量对应的开关状态为[N]。中矢量：每个中矢量对应的开关状态为[P]、[O]、[N]的组合。大矢量：每个大矢量对应的开关状态为[P]、[N]的组合。3.4三电平逆变器90图3.40电压空间矢量和扇区分布图3.4三电平逆变器91空间矢量分解3.4.3三电平逆变器空间矢量调制三电平逆变器的SVPWM算法也是根据磁链增量相等的原则

图3-41电压空间矢量及作用时间当uref落入扇区Ⅰ的第2小区时，可由最近的三个静态矢量为u1、u2、u7合成，则923.4.3三电平逆变器空间矢量调制93根据矢量作用时间，考虑P型小矢量和N型小矢量对中性点电压偏移的影响，可画出在扇区Ⅰ中第2小区的NPC三电平逆变器输出电压PWM波形。图3.42在扇区Ⅰ第2小区的7段开关状态和PWM波形3.4.3三电平逆变器空间矢量调制943.4.3三电平逆变器空间矢量调制95小结结束963.5多电平逆变器3.5.1多电平逆变器主电路结构3.5.2多电平逆变器工作原理3.5.3多电平逆变器PWM调制97串联H桥逆变器:英文CascadedH-Bridge,CHB。H桥逆变器包括两个桥臂，每个桥壁有两个IGBT串联组成。逆变器直流母线电压固定不变，输出的交流电压可通过PWM方法进行调节，即双极性调制法和单极性调制法。3.5.1多电平逆变器主电路结构98串联H桥多电平逆变器：

由多个单相H桥逆变器(也称为功率单元)组成的，把每个功率单元的交流输出串联连接，来实现中压输出，并减小输出电压的谐波。是中压大功率传动系统中应用最为广泛的逆变器拓扑结构之一。主要有两种方法：基于载波的PWM方法，即移相调制法和移幅调制法。99串联H桥逆变器采用由多个直流电源分别供电的H桥单元，各单元的输出串联连接输出高交流电压。逆变器每相有3个H桥单元，分别由电压为E的两个独立直流电源供电。此直流电源可以采用多脉波二极管整流器实现。7电平串联H桥逆变器主电路结构1007电平串联H桥逆变器结构1011.逆变器每相可输出含有7个不同电平的相电压。2.

当VT11、VT21、VT12、VT22、VT13、VT23导通时，H桥单元H1、H2和H3的输出都为E，即：uH1=uH2=uH3=E。则逆变器输出的相电压uan

，例如端点A相对于逆变器中性点N的电压为3E。3.当VT31、VT41、VT32、VT42、VT33、VT43导通时，为-3E。4.其他5个可以输出的电压电平分别为2E、E、0、-E、-2E，它们分别对应不同的开关状态组合。NOTE：逆变器输出的相电压uan并不一定和负载相电压uao相等，其中uao为负载侧端点A相对于负载的中性点O的电压。工作过程1027电平串联H桥逆变器的输出电压与其对应的开关状态逆变器单元开关状态H逆变器单元输出相电压VT11VT31VT12VT32VT13VT33uH1uH2uH3uAN101010EEE3E101000EE02E0010100EE100010E0E………………………101111E00E0010000E011001000E………………………0000000000001100000001111000………………………100100E-E0011000-EE0010010-E0E………………………011100-E00-E1101110-E011000100-E………………………010100-E-E0-2E1101010-E-E010001-E0-E………………………010101-E-E-E-3E103结论：某些电压电平可由超过一种的开关状态实现。例如：对于电压E，它可以由四种不同的开关状态实现。这种冗余性的开