SiC MOSFET器件特性与驱动电路设计-南京航空航天大学秦海鸿 (2024-深圳)

2024年8月17日2/862024/8/143/862024/8/144/862024/8/145/862024/8/146/866/862024/8/147/862024/8/14未来趋势未来趋势在航空、航天等应用场合中，对电力电子变换器的要求越来越高，迫使其不断朝着高效率、小型化、低成本和高可靠性的方向发展，并且需要能够同时较好的满足多项性能指标的要求，这就增加了功率变换器的设计难度。8/862024/89/862024/8/14第三代半导体器件的优势 低通态损耗提高效率更小的 低通态损耗提高效率更小的通态电阻减小热损耗低开关损耗更小的结电容较宽的禁带间隙减小热损耗低开关损耗更小的结电容较宽的禁带间隙较高的电子饱和漂移速度降低散热要求降低散热要求通态电阻小较小尺寸的电抗元件提高功率密度较小的结电容较小尺寸的电抗元件提高功率密度高频工作高频工作较高的热导率抗辐射高结温工作能力较高的热导率抗辐射降低散热要求更高的结温降低散热要求降低散热要求更高的结温更大的功率密度高温应用场合高温应用场合导通压降数学表达式：UFT=UT+IF.RTUT：二极管开启阈值电压RT：二极管等效正向电阻正向电流IF/A175℃100℃25℃0正向电压U正向电流IF/A175℃100℃25℃0正向电压UF/V400.50.02.020 18T=25℃ T=75℃ T=125℃T=175℃ 14 12 108642 0 1.01.52.02.53.0正向电压UF/V 3.54.00.50.0 16SiCSBD开启阈值电压UT具有负温度系数SiCSBD等效正向电阻具有正温度系数易于并联均流SiFRD的阈值电压更低，且具有SiCSBD开启阈值电压UT具有负温度系数SiCSBD等效正向电阻具有正温度系数易于并联均流SiCSBD器件关断特性 反向电流IR/μA反向电流IR/μA 反向电压UR/V 随着温度升高，SiCSBD反向漏电流增大，但增大不明显SiFRD漏电流随着电压的增大而增大，并具有正温度特性与SiCSBD相比，高结温下SiSiFRD漏电流随着电压的增大而增大，并具有正温度特性与SiCSBD相比，高结温下SiFRD的漏电流要大得多MUR1560(Si)C3D10060A(SiC)UR=500VUR=600VUR=600VUR=700VF开通过程中存在电压过冲，与电导调制效应和内部寄生电感有关，SiFRD存在电导调制效应，开通过压Ftt IFttRR=t2-t0关断过程中存在电流过冲，与电导调制效应和结电容有关，Si关断过程中存在电流过冲，与电导调制效应和结电容有关，SiFRD存在反向恢复和电导调制效应，关断t1t2t1t2t0tFt0tFRSiCSiCSBDSiSiFRDIRMIRMSiCSBD器件开关特性二极管电流IF/A二极管电流IF/A二极管电流IF/AUr=400V50-5-10-15SiCSBD（室温）SiCSBD（125℃)-30 300t/nsSiCSBD-20-254002005000Ur=400V50-5-10-15-20Si-FRD（室温）-25SiFRD-30 0100200t/nsSi-FRD（125℃)400300500SiCSBDSiFRDSiCSBDSiFRDSiCSBDSiFRDSiCSBD的反向恢复特性几乎不随温度变化SiFRD的反向恢复电流尖峰和反向恢复时间均随温度的增加而恶化。二极管电流IF/A二极管电流If/ATIF=20AI二极管电流IF/A二极管电流If/ATIF=20AIF=10A0-10-20IF=2.5A -30 TIF=10AIF=2.5A0-10 -30 IF=20A-20SiCSBD的反向恢复特性也几乎不随正向电流变化，而SiFRD的反向恢复电流尖峰和反向恢复时间均随正向电流的增加而恶化由于SiCSBD优越的反向恢复特性，能够有效解决Si基PN结快恢复二极管反向恢复电流给电路带来的许多问题，可使变换器工作在更高的开关频率，从而降低磁性元件的尺寸，提高系统的功率密度。 LDPFCPFC控制QRCuQOttOtPQPDOttSiFRD反向恢复时间trr越长，反向恢复电流越大，反向恢复损耗以及由此所导致的开关管开通损耗就越大，因此，二极管反向恢复引起的开关损耗是PFC电路工作在CCM模式时开关损耗的主要成分，高温高频下更为严重SiCSBD几乎不存在反向恢复电流，结电容引起的充电电流几乎不随温度变化而变化，具有良好的热稳定性因此，在Boost型PFC硬开关CCM变换电路中，采用SiCSBD可解决传统Si基二极管反向恢复电流所导致的诸多问题，而不需对原电路结构作很大改动。相同开关频率下，SiC基PFC变换器效率会高于Si基PFC变换器，且随着应用频率的提高，SiC基变换器的效率优势越来越明显▲▲+Lf++\D1+\D1-\D2\D2-U_LfCfRU_LfCfR▲▲M▲▲▲_▲▲▲_QHDHDLQLSiFRD存在严重的反向恢复，在上下桥臂换流期间会在开通的SiIGBT中产生很大的尖峰电流，增大电流应力SiCSBD替代SiFRD，可以避免反向恢复过大的开关损耗过程所带来的额外损耗IF/AIFSM/A6.5kV3.3kV900V600V400VIGBTMOSFETMOSFETMOSFETIGBT通过高频化从而实减小芯片面积明显降低恢复损耗可以制作，IGBTMOSFETMOSFETMOSFETIGBT通过高频化从而实减小芯片面积明显降低恢复损耗可以制作，但是相对Si没有太大的优势的区域少数载流子器件:低导通电阻，但低速多数载流子器件:20/862024/8/14ID/AIC，ID/ATID/AIC，ID/ATj=25℃＜200μsU=20VU=18VU=16VU=14VU=12VU=10V403530252050AAA15Vj=25j=2021/862024/8/14IC，ID/A归一化导通电阻IC，ID/A归一化导通电阻SiCoolMOS25℃0.5T-55℃℃2020CMOSMOS-50-250255075100125150Tj/℃2.52.5导通电阻：SiIGBT的导通电阻随着温度的升高变化最小，Si22/862024/8/14-5-4-3-2-1-5-4-3-2-100-5-4-3-2-10Tj=25Tj=25℃＜200μs-50-5U=-5VUGS=0VU=0V-10-15-20-25-30-35UGS=5VTj=25℃tp＜200μsU=-2V-10-15-20-15-20UGS=10VUUGS=15VUUGS=20V漏源电压U漏源电压UDS/V-30-35-30-35漏源电压UDS漏源电压UDS/V8-7-6-5-4-3-2-100-50-5-10-15-20-25-30-35-40-45IC，ID/ATS℃在UGS≤0V时，此时对应IC，ID/ATS℃在UGS>0V时，此时SiCMOSFET的沟道和体二极管可以同时导通，栅极驱动电压越大，反向压降越小，并且随着温度的升高，反向压降UCE，UDS/VUCE，UDS/V23/862024/8/14DLDRg(in)LRg(in)LGCDSLSS器件类型器件型号Ciss/pFCoss/pFCrss/pFSiCMOSFETC2M0160120D525474SiCoolMOSIPW90R120C3240071SiIGBTIRG4PH30KD800器件类型器件型号td(on)/nstr/nstd(off)/nstf/nsSiCMOSFETC2M0160120D9SiCoolMOSIPW90R120C3702040025SiIGBTIRG4PH30KDPbF39842209024/862024/8/14S1D1LACVO S2D2 MOSFETS1D1LACVO S2D2 MOSFET体二极管反向恢复损耗25/86实例1：650VSiCMOSFET应用实例——图腾柱无桥PFCMOSFET导通损耗（W） MOSFET开关损耗（W）二极管损耗（W）输出电容损耗（W）其他损耗（W）5总损耗（W）MOSFET开关损耗体二极管反向恢复损耗 MOSFET开关损耗体二极管反向恢复损耗 5S1<S2<△LACVOD12CO采用SiCMOSFET作为主开关管，由于其体二极管反向恢复电荷非常小，带来超过98%的系采用此拓扑，续流二极管采用SiCSBD比采用SiFRD损耗更大，对整体变换器性能提升并无压降相对SiFRD更大，用在低频续流场合下并无优势。26/862024/8/14实例实例2：1700VSiCMOSFET应用实例——宽输入电压准谐振反激反激变换器TNPUin一CinUinQ/DCNS个UoCNS个Uo-Q1▲D12▲D22双管反激拓扑：可以降低每个开关管上承受的电压（最高为母线电压），且不需要RCD或电路，增加了元件数和设计复杂程度。单端反激变换器：当采用耐压为1700V的SiCMOSFET，有望代替高输入电压场合的双管反激变换器，简化辅助电源设计。27/862024/8/14IDID降低开通损耗准谐振模式时，MOSFET在谷值处开通，开通Isec使得MOSFET的功耗更小，降低其温度并增强Isec减小EMIt0tvallyt0tvally处干扰平摊到各个频率点，降低EMI噪声峰值。28/862024/8/14IDRDS(on)(25℃)≤200mV29/862024/8/148988EfficiencyEfficiency(%)868584838281204060OutputPower(W)SiC-金Si801008887EfficiencyEfficiency(%)858483828180-.-SiC20406080100OutputPower(W)Efficiency(%)Efficiency(%)-金SiSiSiMOSFETwithHeatSinkTransFormerOutputDiodeSiCMOSFETSiCMOSFETwithHeatSinkTransFormerOutputDiode测试结果表明，采用SiCMOSFET设计的准谐振反激变换器，与SiMOSFET相比，优势包括：在不同的输出功率下，SiCMOSFET反激变换器效率提高了1~2%；与SiMOSFET相比，满载下SiCMOSFET的温升降低了30℃;因此，采用SiCMOSFET的准谐振反激变换器降低了损耗并提高了变换器的可靠性。30/862024/8/14CREEC2M1000170DUnitedSiCUF3C170400K3S31/862024/8/1431/862024/8/1455所C20IT05ROHM(vin-300V)ROHM(vin-495V)CREE(vin-300V)CREE(vin=495V)unitedsic(vin-300v)unitedROHM(vin-300V)ROHM(vin-495V)CREE(vin-300V)CREE(vin=495V)unitedsic(vin-300v)unitedsic(vin-495v)848280767472888855555555 输出功率PO(W)CREE(大散热器CREE(小散热器ROHMCREE(大散热器CREE(小散热器ROHM(大散热器ROHM(小散热器所unitedsic(大散热器unitedsic(小散热器3535252555 55 55(大散热器(大散热器所(小散热器20时间t32/862024/8/1433/862024/8/14SCT3120AL(ROHM)650V/21AC3M0120065D(Wolfspeed)650V/22AIMZA65R107M1H(Infineon)650V/20A以低损耗为原则，在统一标准下选择损耗最低的SiCMOSFET作为开关管FOM选型损耗模型选型FOM选型损耗模型选型双脉冲测试选型n体二极管续流损耗n反向恢复损耗变换器的损耗分布MOSFET导通损耗MOSFET导通损耗9%MOSFET续流二极管损耗2%3%续流二极管损耗整流二极管损耗1kWBoostPFC损耗组成MOSFET体二极管反向恢复损耗27%MOSFET34/862024/8/14SiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCMOSFET低损耗选型方法现状RDS(on)/mΩ(150℃)FOM=RDS(on)QG用QG表征开关损耗：FOM对比结果：①<②<③栅极电荷QG表示驱动电路开通/FOM对比结果：①<②<③特点：以导通损耗和开关损耗为核心1.目前大部分驱动芯片的驱动电流较大，QG并不能准确表征开关损耗2.未考虑开关频率对损耗的影响MOSFET所需的电荷，由于t=QG/IG（IG为特点：以导通损耗和开关损耗为核心1.目前大部分驱动芯片的驱动电流较大，QG并不能准确表征开关损耗2.未考虑开关频率对损耗的影响但是由于目前驱动芯片的驱动能力较强，如UCC27511驱动电流能达到10A左右，所以用t=QG/IG来表示开关速度对于目前的实际应用而言并不准确。35/862024/8/14SiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCMOSFET低损耗选型方法现状RDS(on)/mΩ(150℃)10000 10000 CGD Coss,eq特点：以导通损耗和容性损耗为核心不足：1.没有考虑开关频率对损耗的影响1漏源电压1漏源电压VDS/V36/86SiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCMOSFET低损耗选型方法现状RDS(on)/mΩ(150℃)YFOM对比结果：③<①<②YFOM对比结果：③<①<②特点：以导通损耗和开关损耗为核心1.未考虑开关频率对损耗的影响2.各SiCMOSFET的相关参数测试条件不一致37/862024/8/14SiCMOSFET低损耗选型方法现状RDS(SiCMOSFET低损耗选型方法现状RDS(on)/mΩ(150℃)FFOM对比结果：FFOM对比结果：③<①<②1.未考虑开关频率对损耗的影响2.各SiCMOSFET的相关参数测试条件不一致38/862024/8/14以导通损耗和开关损耗为核心以导通损耗和容性损耗为核心以导通损耗和开关损耗为核心以导通损耗和开关损耗为核心以导通损耗和容性损耗为核心以导通损耗和开关损耗为核心RDS(on)/mΩ(150℃)以导通损耗和关断损耗为核心FOM对比结果：①<②<③以导通损耗和关断损耗为核心KFOM对比结果：③<②<①YFOM对比结果：③<①<②YFOM对比结果：③<①<②FFOM对比结果：③<①<②39/862024/8/14SiCSiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCMOSFET损耗模型选型:•导通过程损耗模型：•开通过程损耗模型：P.fsP.fs•体二极管导通损耗模型：•关断过程损耗模型：F.TF.fSPturn_off=().tffsw•体二极管反向恢复损耗模型：2P特点：对SiCMOSFET的损耗进行详细建模，损耗计算40/862024/8/14SiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCSiCMOSFET低损耗选型方法现状SiCSiCMOSFET双脉冲测试选型:④导通损耗、⑤驱动损耗、⑥容性损耗（Coss损耗）母线电压母线电压 ①开关损耗、②反向恢复损耗、③体二极管续流损耗损耗模型求得的损耗：④导通损耗、⑤驱动损耗、⑥容性损耗（Coss损耗）SiCMOSFET损耗=双脉冲损耗+损耗模型损耗41/8641/862024/8/14特点：通过双脉冲测试直接获得SiCMOSFET的开关损耗、反向恢复损耗、体二极管续流损耗。不足：选取的Vdriv、RG并不对应同等驱动条件（无法做到各SiCMOSFET在同等条件下对比）SiCSiCMOSFET低损耗选型方法现状什么是同等驱动条件？如何选择Vdriv和RG？Vdriv什么是同等驱动条件？如何选择Vdriv和RG？Vdriv和RG选择相同值即在同等条件下SCT3120ALC3M0120065DIMZA65R107M1H(ROHM)(Wolfspeed)(Infineon)RG(int)/Ω6650V/20A650V/21A650V/22ACGDRG(int)QLRGCDSG+LS-Vdriv在驱动回路中，不仅Vdriv和RG影响SiCCGS也会影响SiCMOSFET的开关过程（开650V/20A650V/21A650V/22ACGDRG(int)QLRGCDSG+LS-Vdriv42/862024/8/14SiCSiCMOSFET低损耗选型方法现状什么是同等驱动条件？如何选择Vdriv和什么是同等驱动条件？如何选择Vdriv和RG？VVdriv和RG选择相同值即在同等条件下①栅极可靠性同等②综合损耗最低原则同等用统一的栅极电压安全裕量设置标准，对各备选SiCMOSFET设置同等的栅极电压安全裕量。①栅极可靠性同等②综合损耗最低原则同等南②同等栅极电压裕量下的综合损耗最低计算同等栅极电压裕量下的Vdriv、RG组合对应的综合损耗（开关损耗、导通损耗、驱动损耗），以损耗最低为原则选择Vdriv、RG43/862024/8/14驱动参数对SiCMOSFET选型结果的影驱动参数对选型结果的影响驱动参数对选型结果的影响RG/Ωz轴10258206154102IMZA65R107M1HC3M0120065Dx轴020y轴10 0RG/Ωz轴10258206154102IMZA65R107M1HC3M0120065Dx轴020y轴10 0 1412101816Vdriv+/V20 22030∆∆VGS栅极安全裕量ΔVGS示意图进行双脉冲测试选型时，驱动电压和驱动电阻栅极安全裕量ΔVGS示意图各SiCMOSFET需要在同等栅极可靠性的条件下对比最低综合损耗。要进行驱动参数归一化。44/862024/8/14栅极电压安全裕量归一化栅极电压安全裕量归一化归一化栅极电压安全裕量固定外部干扰裕量：当SiCMOSFET工作在复杂电路环境中时，外部环境引入的电磁干扰（EMI）会对栅极电压造成影响。由于这部分干扰和SiCMOSFET器件本身特性无关归一化栅极电压安全裕量固定外部干扰裕量器件与电路特性干扰裕量器件与电路特性干扰裕量：SiCMOSFET器件本身特性以及电路寄生参数引起的栅源电压干扰尖峰。固定外部干扰裕量器件与电路特性干扰裕量45/862024/8/14Ploss/W驱动电压驱动电阻归一化进行驱动电压和驱动电阻归一化时需要将开通驱动参数与关断驱动参数分开考虑：限制栅源电压最大值Ploss/W驱动电压驱动电阻归一化进行驱动电压和驱动电阻归一化时需要将开通驱动参数与关断驱动参数分开考虑：限制栅源电压最大值，从而确定驱动正压与开通电阻的最优组合，以及驱动负压与关断电阻的最优组合，实现驱动电压驱动电阻归一化。以IMZA65R107M1H开通驱动参数为例：9630 RG/ΩVGS/VVGS/V为确保栅源电压VGS不超过限制的21V，增大驱动正压Vdriv+同时需要增大开通电阻RGS(on)，SiCMOSFET的综合损耗先减小后增大，存在最优的驱动正压和开通电阻组合：Vdriv+=18.5V，RG(on)=5Ω。驱动负压与关断电阻的选择与此类似，。46/862024/8/14 计算各SiCMOSFE的∆V’GS+，∆V’GS-得到各计算各SiCMOSFE的∆V’GS+，∆V’GS-得到各SiCMOSFET的∆V’GS计算开通驱动计算关断驱动计算开通驱动计算关断驱动<> 否VGS(max)=VGSS-∆V’GS+VGS(min)=VGSS+∆V’GS-依据损耗最低选择依据损耗最低选择对各SiCMOSFET进行双脉冲测试，得到开关损耗、体二极管损耗计算各SiCMOSFET容性损耗、驱动损耗、对各SiCMOSFET进行双脉冲测试，得到开关损耗、体二极管损耗计算各SiCMOSFET容性损耗、驱动损耗、综合损耗最低原则选取综合损耗最低原则选取SiCMOSFET47/862024/8/14 以以C3M0120065D、SCT3120AL、IMZA65R107M1H、NVHL075N065SC1四个SiCMOSFET选型为例，以母线电压VDC=300V，负载电流IL=15A为工况条件。R’G/ΩSiCMOSFET双脉冲测试优化选型实验经过了栅极电压安全裕量归一化后再对比各SiCMOSFET的最低综合损耗，可使得各SiCMOSFET在同等栅极可靠性条件下对比最低综合损耗，能够公平地选择出目标工况下的综合损耗最低的SiCMOSFET。48/862024/8/1449/862024/8/14重要接口驱动电路PWM信号重要接口驱动电路PWM信号 k k50/862024/8/14dudu/dtdi/dt栅压振荡驱动电路保护EMIEMI问题l栅极电阻RG应尽可能大l布局紧凑（抑制寄生电感进而抑制振荡）l过流/短路保护时驱动电路响应时间短51/862024/8/1452/862024/8/1453/8653/862024/8/144020040200漏源电压UDS/V漏源电压UDS/V54/862024/8/14–5/+25–5/+25–3/+20–3/+20–5/+20–5/+20–8/+19–8/+19–4/+15–4/+15–6/+22–6/+22–10/+25–10/+25–5/+20–5/+20–5/+20–5/+20S–25/+25–5/+12–5/+125–5/+18–5/+1855/862024/8/14SiCMOSFET的开关速度主要受到其栅-漏极电容（密勒电容）大小及其驱动电路可提供的充电电流大小限制。充电电流大小与驱动电压Udrive、密勒平台电压Umiller以及栅极电阻Rg有关。当开关管型号及驱动电压确定后，驱动电阻成为影响开关时间大小的关键因素。当驱动电阻增加时，开关时间也会线性增加。SiCMOSFET的最小开通时间和关断时间分别由下式给出：对于SiCMOSFET驱动电路来说，驱动电阻设计必须权衡开关速度和振荡。当驱动电阻较低时,开关速度快，但du/dt、di/dt也较高，会与电路中的寄生参数作用产生电压、电流尖峰。56/862024/8/14降低关断能量损耗Eoff一般可采用两种方法：减小栅极驱动电阻Rg；关断时，采用负向驱动电压。Eoff/μJPDEoff/μJPDIDIG4003002000Rg/ΩRg=1Ω时的关断波形Rg=1Ω时的关断波形Eoff/μJ400300200PDEoff/μJ400300200PDIDIG0R=6.8Ωgg-5-4-3-2-10UGS-off/VRgRg=10Ω时的关断波形57/862024/8/14开通过程降低栅极驱动电阻Rg的大小同样可以改善开通特性，但其改善效果没有关断特性明显。在选择驱动电阻时，同时要注意到随着驱动电阻阻值的降低，di/dt会越来越高，造成严重的电磁干扰。因此，栅极驱动电阻的大小需要合理选择。EonEon/μJ400200Rg/Ω58/862024/8/1458/862024/8/14RG(int)RUGS(max)tontoffWolfspeedCPM2-1200-0025B50nC-10/+25V~9V3.4ns2.9nsWolfspeedCPM2-1200-0160B6.5Ω6.5Ω14nC-10/+25V~9V5.7ns4.8nsRohmSCT2450KE25Ω25Ω9nC-6/+22V10.5V19.6ns13.6nsSTSCT30N1205Ω40nC-10/+25V~9V12.5ns10.5nsSTSCT20N1207Ω12nC-10/+25V~9V5.1ns4.3ns59/862024/8/1460/862024/8/14DLgRg=DLgRg=R2ωoL2ZoUDrive0.75构成的驱动回路是典型二阶电路，满足:UDrive0.75D为栅极回路的阻尼系数，LG为栅极电D0D0ωotSiCMOSFET的高开关速度，RG一般较小61/862024/8/14栅极驱动芯片输出电压的上升下降时间必须小于栅极电压到达密勒平台的时间，才能在密勒平台过程中给SiCMOSFET的栅漏极充/针对不同的SiCMOSFET，在选择驱动芯片 ffr驱动电路输出电压上升下降时间波形图Y=tr.(VMiller-Vdrive-)RGDS62/862024/8/14ttdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LStdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LStΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RG(int)).i1t2t=CGD.dUDS/dtQ2-LSRoff-LSSi基高速开关器件（如SiCoolMOS，SiIGBT）Q2-LSRoff-LSSiCMOSFET由于栅极阈值电压和负压承受能力密勒电容引起桥臂串扰的电路示意图63/862024/8/14tdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LSttdUDS/dtRDRVRoff-HSRG(int)Q1-HSi1Ron-LSt2t=CGD.dUDS/dtt=CGD.dUDS/dt2Q2-LSRoff-LSQ2-LSΔUGS=(Rdrive+Roff-HS+RG(int)).i1密勒电容引起桥臂串扰的电路示意图64/862024/8/14 西T1AC0/UDC信号T2信号散热器耦合电容变压器耦合散热器耦合电容变压器耦合电容'I'-Y电容耦合电容底盘地桥臂电路中的寄生耦合电容示意图输出E1输出E1DC-散热器与逆变器间的等效传导电容寄生电容与快速变化的电压（SiCMOSFET漏源电压变化率du/dt可达±50V/ns）相互作用。65/862024/8/1450由图可知，为保证SiCMOSFET的开通速度，在开通时驱动电路需提供峰值约为23A50IGate/A84在密勒平台处则需提供稳定的IGate/A840 对驱动芯片的驱动能力0 IGate/A栅极电荷与驱动电压、电流关系图66/862024/8/14SiCMOSFET芯片内部结构当驱动峰值电流在流过这一瓶颈时会产生较高的热量，损坏下面的芯片层，导致SiCMOSFET芯片出现如图所示的过热损坏现象。芯片制造商需要避免芯片设计中出现这些瓶颈，延长芯片的寿命以获得较大的最大栅极驱动电流。67/862024/8/14为确保功率器件和电路安全可靠工作，应设置过流/短路保护、关断过压保护和过温保护等保护电路。68/862024/8/14LLGRG+-CissVDRVDatasheet：最大栅极正负电压V+-CissVDRVDatasheet：最大栅极正负电压VGSS推荐驱动正负电压VGS_op栅极固有内阻RG(int)输入电容CISS依据最大栅极负压，留有依据最大栅极负压，留有2V裕量设定为驱动负压是是依据最大栅极正压，留有依据最大栅极正压，留有2V裕量设定为最大振荡栅极电压VGS(max)驱动电路等效电路驱动电路等效电路预估栅极寄生电感值预估栅极寄生电感值LG计算几组驱动正压与驱动电阻Datasheet：输出电容COSS导通电阻RDS(on)密勒电荷QGD在不同fSW下计算损耗依据总损耗最小原则选择驱动正压与驱动电阻组合SiC计算几组驱动正压与驱动电阻Datasheet：输出电容COSS导通电阻RDS(on)密勒电荷QGD在不同fSW下计算损耗依据总损耗最小原则选择驱动正压与驱动电阻组合基于传统的RLC等效电路法无法确保栅总损耗是否偏大总损耗是否偏大完成参数设计否完成参数设计69/8669/86 传统设计方法存在的问题18.7VvGS/(5V/div)vvGS/(5V/div)不加主电时的驱动电压-4.6Vt/(100ns/div)不加主电时的驱动电压-4.6Vt/(100ns/div)/100ns/div)相同驱动参数(VDR=+16.7/−2V)20.8VvGS/(20V/div)20.8VvGS/(20V/div)vGS/(20V/div)vDS/(250V/div)i/vGS/(20V/div)/-4.8V/-4.8VvvDS/(250V/div)iD/(20A/div)tt/(100ns/div)400V/20A工况下的驱动电压传统方法忽略了主功率电路对驱动电路的影响，对于SiCMOSFET，加主电后会存在di/dt、dv/dt和寄生参数作用从而影响栅源电压波形。目前SiCMOSFET商用产品的栅氧层承受过压能力相比SiMOSFET偏弱，不能通过RLC回路阻尼预测建立考虑主电路影响的驱动电路等效分析70/862024/8/14归纳适用于SiC70/862024/8/14SBDCJSBDCJ D DHLCLLiDViDVLD(ext)RingingLoopMOSFETLS(int)33LD(int)iCHiDS+-+-iGDRiGDRG(ext)RG(int)QiGSiGiGLGiSDrivingCircuitLS(iSDrivingCircuitRloopLloop考虑主电路影响的开关波形考虑寄生参数的双脉冲电路模型考虑主电路影响的开关波形71/862024/8/14功率回路高频振荡：[ {[ { K1(4)=iDt3-ILdt+δ(4)K1(4)K2(4)l tK2(4)l①(4)①(4)]①0(1)= |=|K|ejθSiCMOSFET开通瞬态波形+K(4)LS(int)3(4)LC{GSGSK1(4)vGS(t)=VDRV[1+2e-δ(1)(t-t3).cos(①(1)(t-t3)+θ)]+ΔvGS(t)驱动电路参数/功率回路参数工况条件Ψ=arctg-Ψ=arctg-arctg72/862024/8/14不同杂散电感下的仿真波形60nH60nH增大RG抑制栅源振荡，EonLstray≤di/dt阶段漏源电压降增大，Eon↓73/862024/8/14RRG最佳=15ΩRG最佳=13Ω不同驱动参数下的仿真波形不同驱动参数下的开关能量损耗74/862024/8/1474/862024/8/14开始优化优化Lstray优化LGSStep1:Step1:优化PCB电路布局以降低寄生电感测量测量PCB走线引入寄生电感值（Q3D、阻抗分析仪）不同实验平台下的测试参数计算驱动电路参数组合(VDRV,RG)vGS(max)=VGSS-裕量否不同实验平台下的测试参数计算驱动电路参数组合(VDRV,RG)vGS(max)=VGSS-裕量否Step2:依据VGSS选取合适的vGS(max)，并计算优化驱动电路参数组合<>v是计算SiCMOSFET