ABB的ACS6000传动系统提升机

PAGE55目录1概述 11.1提升系统结构 11.2ACS6000sd传动系统 11.2.1ACS6000sd的主要特点 11.2.2同步电动机主要数据 31.2.3ACS6000sd同步机调速系统配置 41.2.4ACS6000sd同步机调速系统技术性能 61.2.5ACS6000sd外部控制 61.2.6变频装置提供如下的必要保护 61.2.7ACS6000sd调速系统调试维护工具 71.3提升机过程控制及安全保护系统 71.3.1提升机过程控制系统 81.3.2行程监控系统 101.3.3装卸载控制系统 101.3.4人－机接口系统（HMI） 101.3.5控制网络通信系统 111.3.6提升设备主要数据 111.3.7给定的速度图、力图、功率图 112PWM脉宽调制可逆整流器原理 142.1PWM整流器的基本原理 142.2矢量控制理论 152.3电流开环、电压闭环控制系统 172.3.1系统结构 172.3.2θ的物理概念及检测 172.3.3Ed的物理概念及检测 182.3.4仿真分析 192.4电压闭环、电流闭环控制系统 202.4.1系统结构 212.4.2仿真分析 212.5三电平电压源型PWM整流器原理 232.5.1功能 232.5.2电路结构 232.5.3电路原理 232.6滤波电感和滤波电容的参数选择 252.6.1交流侧滤波电感的选择 252.6.2直流电压的选择 272.6.3直流侧电容的选择 283同步电动机直接转矩控制系统 303.1系统结构 303.2磁链控制 303.2.1电压与磁链空间矢量的关系 313.2.2六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场 323.2.3圆形磁链轨迹的跟踪控制 333.2.4磁链模型 353.2.5扇区的判断 353.3转矩控制 353.3.1转矩的控制理论 353.3.2转矩模型 373.4励磁电流及功率因数控制 403.4.1励磁电流的期望值 403.4.2励磁电流控制 413.5凸极同步电动机直接转矩控制系统仿真结果 413.5.1仿真所选的凸极同步电机参数 413.5.2仿真系统的组成 423.5.3凸极同步电动机直接转矩控制系统的仿真结果 424ACS6000sd传动系统 474.1脉宽调制整流器 474.1.1单元电路 474.1.2整流器直流电压控制原理 514.2励磁整流装置（EXU） 514.2.1主电路 524.2.2电流控制电路 524.2.3故障检测与保护 534.3逆变器（INU） 534.3.1单元电路 534.4速度给定与控制 554.4.1速度给定 554.4.2速度控制 614.5整流变压器容器 65附图 675传动系统的操作电路 785.1整流电路的操作方式 785.2启动操作 785.3停机操作 795.4紧急断电操作 805.5硬件操作电路 815.5.1主断路器合闸操作 815.5.2主断路器分闸操作 825.5.3紧急停车与复位操作 835.5.4紧急断电与复位操作 845.5.5励磁接触器分闸电路 856故障分析与维护 866.1故障分析 866.1.1概述 866.1.2故障分类（FAULTCLASS） 866.1.3故障内容 876.1.4故障保护动作分类 876.1.5故障记录工具 886.1.6故障分析举例 886.2调试与维护工具 906.2.1CDP控制面板 906.2.2DriveWindows调试与维护软件 916.3参数表 926.4运行过程示波图分析 97附录：CDP控制面板操作 99潘北矿主井提升机ABB电控系统—同步电动机交－直－交可逆变频直接转矩控制系统1概述潘北矿主井提升机电力传动方案采用ABB公司的ACS6000sd交—直—交变频同步电动机直接转矩控制系统。1.1提升系统结构提升系统结构如图1-1所示，其中电控系统包括：1）提升机传动系统采用ABB公司的ACS6000sd交—直—交同步电动机变频调速系统2）提升机过程控制系统（1）过程控制PLC系统（2）行程监控PLC系统（3）装卸载控制系统（4）HMI（人一机界面）系统1.2ACS6000sd传动系统传动系统采用ABB公司生产的ACS6000sd交—直—交同步电动机变频调整系统，ACS6000sd是基于直接转矩控制（DTC）技术的新一代交—直—交电压型中压变频器；功率范围从3MW到27MW。1.2.1ACS6000sd的主要特点1）ACS6000sd采用功率集成门极晶闸管IGCT（IntegratedGateCommuatedThyristors），它综合了高频开关、高阻断电压和低导通损耗等特性，因此提供了效率更高、可靠性更高的变频器。2）DTC平台在兆瓦级的传动产品中提供了最高级别的转矩和速度的性能。与传统的PWM控制和矢量控制方式相比，它的反应时间快了10倍，并且DTC还提供了最优的过程控制，精确的电机控制性能，最小的扭矩扰动和电机磨损。3）ACS6000sd系统对电网没有污染。因为电机和整流器的功率因数都为1，减少了对变压器的功率需求，仅需要采用交—交变频器时的50%。采用ACS6000sd的提升机系统产生的谐图1-1提升机交—直—交变频同步电动机传动系统结构波很小，低于25次的谐波都可以清除，不需要另加谐波滤波器及无功补偿装置。4）大功率开关器IGCT具有快速的开关特性，因此在直流回路不再像交—交变频器那样需要直流断路器。5）实际功率因数值可在drivewindows中显示，功率因数可在DTC变频器中设定，在矿井提升机应用中，功率因数设定值为1。6）主回路电容器的额定电压为2900V，最大温升为+80℃，在此条件下运行10万小时后（约11.4年），额定电容将降低2%，即便如此，DTC变频器依然可以在额定工作下正常运行，因此电容器综上所述，采用ACS6000sd的提升机传动系统，具有低谐波、低损耗的优点，无需滤波器来抑制谐波，无需无功补偿装置。无需熔断器、无需直流断路器，变压器功率减小，动力电缆截面减小，矩控制性能优越，设备占地面积小。1.2.2同步电动机主要数据机座类型 AMZ2000LL16凸极数量 16额定输出功率 4000KW额定转矩 7000KNm允许最大转矩 160%允许最大瞬时转矩 200%最大短路转矩 2242KNm额定速度 54.5rpm额定频率 7.27HZ额定定子电压 3150V额定定子电流 768A机械最大速度 150%额定转矩时的磁场 329ADC/226VDC额定输出效率，除去磁场损耗95.5%额定功率因数 1.0在200％转矩和定子电流为1150A时大概磁场827A，625V要求冷却风量14m3/s，1000PaDTC供给的最大噪声等级 85dB（A）惯性矩28200kgm2整体重量66.5t附件：装配定位编码器和增量式编码盘接地炭刷12个安装在定子线圈的pt100温度传感器2个安装在空气冷却的pt100温度传感器1个空气加热器1.2.3ACS6000sd同步机调速系统配置ACS6000sd同步机调速系统配置如图1-2所示。图1-2ACS6000sd同步机调速系统结构1.整流单元（ARU）额定连续最大功率 7000KVA短时最大功率 9000KVA额定输出电流 1250Ar.m.s瞬时过载能力 1650Ar.m.s额定输入电压 3160VACARU整流单元把AC电源整流为直流并对电容充电。ARU用于四象限运行。它是一自换向、三电平的电压源逆变器。包含如下主要部件：IGCT模块、门极电源、钳位电路、EMC滤波器、接口板、快速短路检测、防过充设备、电压和电流测量设备。2.进线滤波单元（IFU）进线滤波单元用于减小供电电网电压的高次潜波，它连接在整流变压器和ARU之间。它包含滤波电抗器、电容器和阻尼电阻。3.中间直流单元（CBU）中间直流单元包括直流电容、预充电单元、接地开关、电压限制单元。4.逆变单元（INU）逆变单元把直流电压转变为变流电压。INU允许四象限运行。它是三电平电压源逆变器。由IGCT模块、门极单元电源、钳位电路、EMC滤波器、接口板、快速短路检测、电压和电流检测组成。额定输出电流 1650Ar.m.s输出频率>8HZ连续电流（在0-3HZ） 1155A连续电流（在3-8HZ） 1155至1650A额定输出电压 3160Vr.m.s输出频率 0-75HZ5.励磁整流单元（EXU）励磁整流单元给同步电动机转子绕组供电，是6脉动的晶闸管变流器，输入电压690V，50HZ；额输出电流连续。6.水冷单元（WCU）水冷单元为主回路功率器件提供内循环冷却水，把热量传输到外部循环水系统，并连续净化内部冷却水。7.定子整流变压器类型2绕组环氧树脂干式变压器原边电压 10KV副边电压 3150V容量 3500KVA冷却方式 空冷频率 50HZ3相短路阻抗 12%连接组别 Dy-11空载损耗 7500W负载损耗（75℃） 53附件 变压器内每相预埋一只PT100电阻8.励磁整流变压器类型 2绕组环气树脂干式变压器容量 500KVA原边电压 10KV副边电压 690V频率 50HZ3相连接组别 Dy-11短路阻抗 6%空载损耗 1300W负载损耗（75℃） 60冷却方式 自冷附件 变压器内每相预埋一只pt100电阻1.2.4ACS6000sd同步机调速系统技术性能由ARU可逆整流器供电，逆变器INU变频，采用同步机直接转矩控制，可达到以下技术性能。输入功率因数 1.0在额定负载下的效率 >97%输出功率因数 1.0静态速度误差 0.01%动态速度误差 0.2—0.5%转矩响应时间 3.5ms（在70%额定速度）转矩脉动分量 <1%（电机额定频率<25HZ）电网谐波 在使用IFU时，符合IEEE5191.2.5ACS6000sd外部控制ACS6000sd变频器与提升机主控PLC之间通过DriveBus总线通讯，将提升控制PLC的运行控制指令（如提升机的启/停命令和速度综合）传送ACS6000sd变频装置，以控制调速装置的速度。同时变频装置的主要运行信号（如转矩）和故障信号也传送到提升控制PLC，用于提升机运行监控及保护（如松闸、施闸、安全制动等）。1.2.6变频装置提供如下的必要保护1）辅助电压监视2）温度监视3）过流监视4）短路监视5）直流母线排过压/欠压监视6）编码器监视7）串行通信监视（I/0看门狗）8）接地监视9）直流回路充电/放电监视10）主断路器监视11）急停信号监视12）IGCT故障检测：当IGCT发生故障时，装置该IGCT模块上的发光二极管将会熄灭。13）冷却水导电率、水压力、水温度监视。1.2.7ACS6000sd调速系统调试维护工具DriveWindos工具软件1套，用于组态、调试、维护变频器装置。DriveBus接口卡1块、光纤通信接口卡1块，安装在PC机中。1.3提升机过程控制及安全保护系统提升机过程控制由基于PLC的分布过程控制系统（DCS）和相关的配电、测量和操作等辅助系统组成，包括以下几部分：提升机过程控制（主控制）PLC系统提升行程监控PLC系统装卸载控制PLC系统人一机接口系统控制网络通信系统测量、传感系统低压配电系统操作台每组PLC系统都包括：控制器、I/0模块、通信接口，并分别配有相应的供电单元和测量、执行地元件；人一机接口系统可对各ABBPLC系统进行组态、监视，并可通过人一机对话功能对整部提升控制系统进行控制；操作台发出的运行、操作指令信号直接或通过现场总线接入提升过程PLC系统，并通过它向其它PLC系统发指令。同时，从各PLC系统和传动系统汇集的提升机的主要运行信息（状态、参数）也显示在操作台的指示灯和仪表盘上；三组PLC系统及人一机接口系统通过以太网和相应的现场总线相互通信，构成一套功能完整的DCS系统。提升过程控制系统PLC（AC800M）与ACS6000sd变频装置（传动和系统）通过DriveBus进行高速通信，从而实现提升机过程控制系统与提升机传动系统之间的实时信息交换。1.3.1提升机过程控制系统提升机过程控制系统示意图参见图1-11）提升机过程控制系统由以下几部分组成：AC800MPLC系统以太网通信接口Profibus现场总线通信接口S800I/O系统继电器柜低压配电柜2）提升机过程控制系统主要完成的功能：提升机运行方式控制（如运行方向、速度高低、运行启停等）保证提升系统的安全运行（通过闸控柜）监视提升系统各设备的工作状态1.3.1.1系统配置1）PLC-AC800M控制器基本处理器单元PM861一套，工作频率48Hz；系统读写存储器2MFlash,8/16MSDRAM；内置/外置电池容量3.6V，960mAh，>48小时/3.6V，16Ah，>4周。2）S800I/0系统主要配置：模拟量输入模块 AI810， 8通道， 0-10V， 4-20mA；模拟量输入模块 AI830， 8通道， PT100；模拟量输出模块 AO810， 8通道， 4-20mA；开关量输入模块 DI810， 2×8通道， 24Vdc；开关量输入模块 DI820， 8通道， 120Vac；开关量输出模块 D0810 2×8通道， 24Vdc；脉冲计数模块 DP820， 2通道脉冲输入，测量频率为 1.5MHZ1.3.1.2系统功能接收来自于传动装置、行程控制PLC、提升信息系统、闸控系统、安全回路、操作台等的信号，按照提升的工艺要求，对传动系统、润滑油泵、液压油泵及闸控系统等各种电气进行控制，并提供相应的灯光、音响信号。在故障时自动进行报警及安全保护。1）提升机运行方式控制提升机运行模式：全自动、半自动、手动、检修、过卷恢复。2）提升机安全运行保护行程监视保护过速保护过卷保护，在井筒内安装过卷开关，作为软件开关的后备保护，过卷开关直接作用于绞车的紧急制动。3）安全继电器回路及闸控一套安全继电器组成冗余安全紧急制动和闭锁回路、包括制动控制系统监视和PLC监视。通过辅助继电器可提供自动和手动闸控制功能。即手动时由闸控手柄调节制动力，自动时由过控PLC分别给出松闸、预贴闸皮、施闸控制等指令。在紧停时闸控系统可实现恒减速制动。4）提升机系统设备监视实时监视提升机系统的各设备的运行状态，确保设备的故障能及时被发现。监视的内容包括：高、低压设备；传动设备；液压设备；PLC设备等。5）速度给定与反馈提升机系统是一个速度控制系统，按速度给定的大小实现速度闭环控制。本系统在手动控制方式时，运行速度由操作台上的速度给定手柄给定，通过与手柄相联的电位器给出0～±10V的模拟信号，经过程控制PLC进行转换处理，再将速度给定值通过通信总线传送至传动系统，实现数字式速度给定。同时通过软件实现按时间原则和行程原则双重约束的速度给定限制。在全自动运行状态下，系统根据提升容器的行程及其它相关信号，给定最高运行速度，由过程控制PLC自动向传动装置发出速度给定信号，同样受行程、加速度的限制。本系统速度环的速度反馈信号来自安装在电机轴上的旋转编码器，此编码器的输出同时输入到传动装置和过控PLC。6）数字测速及双重超速保护来自于电机轴上的编码器检测出电机的实际速度，传动装置利用速度反馈信号与速度给定信号进行比较，当超过15%时，交流调速装置发出信号给过控PLC，进行紧急制动。同时，利用装于卷筒上的旋转编码器，对提升容器的速度进行监控，当速度超过给定速度的15%时，也发出紧急停车信号。7）双重过卷保护系统根据编码器输出的脉冲数计算的行程值对提升机进行过卷保护，同时在井筒安装机械式开关作为最后一组过卷保护。8）尾绳故障监测尾绳保护采用开关保护方式，通过开关监测尾绳是否扭转，从而发出报警信号。9）滑绳保护在天轮上安装一只旋转编码器，编码器的输出脉冲送至过程控制PLC，控制系统将滚筒速度与天轮速度进行比较，当出现速度不一致并超过一定值时，发出滑绳保护信号，使系统报警并停车。10）紧急操作在提升机运行过程中，当提升过程控制及行程监控系统出现局部故障导致紧停时，提升系统可切换到手动运行模式，通过暂时旁路故障点，在2m/s的限速以内运行，直至完成本次提升，但在故障排除以前，提升机无法再次进行启动。11）其它保护和联锁除上述保护功能外，还对所有关键设备，诸如润滑油泵、电机风机、励磁电源、辅助电源等进行安全检测及保护；此外还有过流、快熔熔断、闸盘磨损、励磁消失、通信故障等保护。在故障发生时均有声光报警，并根据故障性质进行电气制动停车或紧急制动停车（机械制动）。1.3.2行程监控系统1）系统配置基本处理单元PM856模块，I/O系统按ABB标准的提升机行程监控系统进行配置，I/O点数仅为64（含20%备用量），其中模拟量输入模块AI810一块，模拟量输出模块AO810一块、开关量输入模块DI810一块，开关量输出模块DO810一块、计数模块DP820一块。2）系统功能行程监控系统接收来自于滚筒轴编码器的脉信号，对提升容器的行程和速度进行计算，并在司机操作台上显示；对提升过程控制PLC及提升机的运行进行监视和保护；同时将操作台上的其它按钮、开关等信号进行采集并传运。功能如下：提升容器位置以高程（行程）进行显示。根据提升容器的运行的目的位置及运行方向，按照设定行程发出减速指令。设定过卷保护数据，当过卷时，进行安全制动。设定按行程的限速曲线，保证不出现高速过卷。提升机进行法定试验时，退过启动一个试验开关，就可以将井筒长度“缩短”到一个特定预置的数值，如300米提升容器以任何试速度接近“缩短”了的井筒端部时，就会使提升机停车，这样在试验时各种保护效果，以及制动系统的效果，可以得到可靠的确保。1.3.3装卸载控制系统1）提升信号及装卸载控制系统硬件和软件与提升控制系统互为独立。装载站控制系统与卸载站控制系统也相对独立。装载站称重部分与控制部分相对独立。2）装卸载站PLC与提升系统PLC之间的信息传输采用数据通信与I/0传输并用的方式。I/O传输用于闭锁、控制、保护等。信号的信息传输。数据通信只用于模拟信号、状态、故障信息的传输，不参于闭锁、控制、保护、信号的传输。这样，一旦通信发生故障，也不影响井筒信号及装卸载控制系统的正常运行。1.3.4人－机接口系统（HMI）人一机接口系统包括操作显示站和工程师站。操作显示站负责对整个系统的运行以图形和数据的方式进行显示、监控。此外还完成数据统计、故障报警记录、报表打印、参数修改等功能。工程师站用于对提升过程控制系统和行程监控系统的PLC进行在线/离线组态、编程、调试及系统维护，可以对提升系统故障进行追踪、分析和处理。1.3.5控制网络通信系统本电控系统的控制网络结构分为两个层次，即控制层和现场仪表层。控制层网络采用基于TCP/IP协议的以太网，用于实现各PLC系统之间的通信。现场仪表层网络采用Profibus-DP现场总线协议，用于将现场智能仪表、第三方设备或远程I/O站接入PLC系统，实现PLC的远程控制功能。另外，提升传动系统的ACS6000sd变频装置采用DriveBus协议通过光纤和提升过程控制PLC进行高速通信，实现传动系统和控制系统之间的实时信息交换。提升控制系统网络概貌如图1－3所示。1.3.6提升设备主要数据滚筒直径4.5m提升距离673.15m最大速度12.5m/s加速度0.75m/s2减速度0.75m/s2载重27000Kg箕斗包括绳附件42000Kg每米绳重量9.25Kg/m提升能力2.4Mt/a927t/h1.3.7给定的速度图、力图、功率图根据提升机的参数，计算出的一个提升循环的速度图及相应的力图、功率图如图1－4、图1－5、图1－6所示。图1－3提升控制系统网络概貌图1－4给定的速度图图1－5力图F（t）图1－6功率图P（t）2PWM脉宽调制可逆整流器原理PWM脉宽调制可逆整流器具有功率因数可调、谐波电流小的突出优点，它克服了晶闸管可控整流器的缺点。目前已在交直交可逆交流传动系统、高压直流输电系统、电力系统无功动态补偿装置中应用。2.1PWM整流器的基本原理三相PWM整流器的主电路如图2-1所示。在电源电压uab为正半周时，驱动V3，使其导通，则Uab经交流回路电感器L短路，ia增加。当V3关断时，L向直流回路释放能量，同时Uab也向直流回路输出能量。输出能量的大小取决于V3导通的时间。此为斩波升压电路。三相桥工作在脉宽调制状态，三相桥的交流侧为被调制的三相交流电压upa、upb、upc。其基波分量与电网侧的电压同频率。在调节upa、upb、upc的基波分量的幅值和相位时，可调节交流侧电流的幅值和相位。图2-1三相PWM整流器主电路交流侧a相等效电路如图2-2所示。回路电势平衡方程为 （2-1）式中：ea —a相交流电源电压；ia —a相交流电流；L —a相回路总电感，含进线滤波器电感、电源漏感；R —交流回路总电阻；upa－a相调制电压。图2-2交流侧a相等效电路相量表达式为 （2-2）在调节upa的幅值和相位时，改变ia的幅值和相位，可得到以下四种典型的相量图，每种相量图对应于一种典型的应用。(1)ia与ea同相(2)ia与ea反向(3)ia超前ea90°(4)ia滞后ea90°图2-3调节upa时的ea与ia相量图1）整流状态相量图的图2-3(1),比滞后δ，与同相，功率因数角φ为0º。此时，是理想的整流状态，将三相交流电源变成直流电源。2）逆变状态相量图的图2-3(2),比超前δ，与反相，功率因数角φ为180º。此时，是理想的逆变状态，将直流电源变成交流电，回馈电网。3）容性负载相量图的图2-3(3),比滞后δ，比超前90º，整流器为纯容性负载。可用作无功动态补偿。4）感性负载相量图如图2-3(4)所示,比超前δ，比滞后90º，整流器为纯感性负载。可用作无功动态补偿。2.2矢量控制理论对于PWM整流器的控制，主要是控制调制电压up。对于up的控制方法有两种，一是交流幅相控制，另一种是矢量控制。前者是通过对交流回路计算得到up的大小和相位，后者是通过旋转坐标系中计算up的两个分量upd、upq。这两个分量是直流量，经坐标变换后变成三相交流量。前者的技术性能不如后者。下面仅介绍基于矢量控制技术的PWM整流器理论。借助于三相对称交流电源的空间电压矢量概念，由三相交流电压ea、eb、ec合成以同步速ω旋转的空间电压矢量E。ω就是交流电源的角速度2πf。在以ω速度旋转的直角坐标系dq中，定义d轴与E轴重合。d轴相对于发电机a相绕组轴线的夹角为θ。E是空间电压矢量的幅值，与相电压幅值对应。显然，E在q轴上的分量Eq=0,Ed=E。矢量图如图2-4所示。图2-4E、up、I矢量图根据坐标变换原理，三相交流电源ea、eb、ec与电压空间矢量E的两个分量Ed、Eq之间的关系为： （2-3）式中：θ－E与a轴之间的夹角，。同理，被调制的三相交流电压upa、upb、upc与经坐标变换得到的调制电压空间矢量up的两个分量upd、upq之间的关系为， （2-4）三相交流电流ia、ib、ic与经坐标变换得到的电流空间矢量i的两个分量id、iq之间的关系为 (2-5)由式（2-3）～式（2-5）求出ea、upa、ia，然后代入式（2-1），可得到 （2-6） （2-7）式（2-6）、式（2-7）表示在旋转坐标系中调制电压upd、upq与交流电源的电压空间矢量的幅值Ed、电流有功分量与无功分量之间的关系。2.3电流开环、电压闭环控制系统2.3.1系统结构根据式（2-6）、式（2-7）可建立直流电压ud闭环、电流开环的PWM整流器的系统控制结构如图2-5所示。图2-5电压闭环、电流开环的PWM整流器系统控制结构若作为整流器使用，希望直流输出电压ud稳定，因此采用ud闭环控制结构。电压调节器AUR采用PI调节器。调节器的输出量表示期望的交流电流有功分量id*。无功分量期望值iq*取决于期望的功率因数角φ*。若φ*=0，iq*=0。由式（2-6）、式（2-7）的运算可得到在旋转坐标系中的调制电压upd*、upq*，经矢量运算得到三相调制电压期望值upa*、upb*、upc*，再经正弦波脉宽调制电路，得到六相调制脉冲，去驱动六个桥臂的开关器件。2.3.2θ的物理概念及检测在矢量运算中，需要用到交流电压空间矢量E相对于a相绕组轴线的空间位置角θ。根据电压空间矢量的概念，θ就是交流电源的相位角ωt。由式（2-3）可得ea=(cosθEd－sinθEq)因为Eq＝0，Ed＝E ea=Ecosθ＝Eamcosωt （2-8）式中，E－三相交流电源合成的电压空间矢量幅值；Eam－a相电源、电压幅值。由式（2-4）可得 （2-9）式中，up－三相调制电压合成的电压空间矢量的幅值。显然，upa比ea滞后，这与幅相控制理论是吻合的。当采用式（2-4）计算三相调制电压的期望值时，θ的起算点应是a相电源电压的峰值处，据此，设计的θ检测电路如图2-6所示。uG的正跳为θ的起始点。经软件锁相后，定时给出θ角的值。2.3.3Ed的物理概念及检测在矢量运算中，需用到电压空间矢量的幅E及E在d轴上的分量Ed。由于d轴与矢量E重合，Ed=E，Eq=0。由式（2-7）可得 （2-10）式中，Eav－a相电源电压的平均值。图2-6θ检测电路及波形分析2.3.4仿真分析利用SIMULINK提供的基本模块建立图2-5所示结构的整流器的仿真模型如图2-7所示。仿真参数：交流侧相电压有效值为120V，L=2mH，R=0.1Ω，直流侧滤波电容为1000μf，给定直流输出电压为400V。启动时负载电阻为50Ω，0.2s后再突加50Ω负载。在稳态时，输出直流电压稳定在400V，而且三相电流与电源电压同相，实现了单位功率因数控制，如图2-8所示。这说明前面分析的电压闭环、电流开环的矢量控制策略是可行的。不足之处在于其动态性能存在缺陷，如启动时输出电压波动较多，电流幅值过大（ia,b,c），对开关器件造成冲击。此外电流有功、无功分量（id,iq）跟踪缓慢，电流动态响应不理想。图2-7电压闭环、电流开环的PWM整流器矢量控制仿真模型图2-8电压闭环、电流开环的整流器仿真结果2.4电压闭环、电流闭环控制系统电压闭环、电流开环控制系统的优点是不要检测交流电流、系统结构简单、存在的缺点是电流有功分量id、无功分量iq的响应比较慢，影响整流器的动态抗扰性能。采用电流闭环系统可克服上述缺点。2.4.1系统结构电压闭环、电流闭环控制的整流器结构如图2-9所示。id、iq检测环节的原理是通过检测三相交流电流ia、ib、ic，经3/2变换，旋转变换得到id、iq。3/2变换矩阵见式（2-10） （2-10）旋转变换矩阵见（2-11） （2-11）ACDR调节器是调节id的，采用PI调节器，调节器的输出量upd1*。ACQR调节器是调节iq的，亦采用PI调节器，调节器的输出量是upq1*。为提高系统的跟随性能和抗扰性能，增加前馈控制环节。Ed、ωLiq、ωLid为前馈控制量。图2-9电压闭环、电流闭环控制系统结构2.4.2仿真分析仿真参数同前例，仿真结果如图2-10所示。图2-10电压闭环、电流闭环控制系统仿真结果从图2-10可见：电流闭环控制系统比起电流开环控制系统，动态性能有了明显的改善。比较结果如下：输出直流电压响应启动时，电流闭环系统的ud跟随快。负载扰动时，电流闭环系统的ud最大降落为23V，恢复时间为0.1s。电流开环控制系统的ud最大降落28V，恢复时间为0.16s。电流响应电流开环控制系统在启动时，三相电流过载倍数大，响应慢，在启动和扰动阶段，电流有功分量id、无功分量iq的跟随慢。电流闭环控制系统在启动时，三相电流过载倍数低，响应快。在启动和扰动阶段，电流有功分量id、无功分量iq的跟随快。2.5三电平电压源型PWM整流器原理前面详细介绍了两电平三相电压源型PWM整流器，下面分析三电平三相电压源型PWM整流器的工作原理，两者最大的区别在于调制交流侧电压时对开关器件的控制不同。三电平电压源型PWM整流器由于开关器件增加了一倍，对开关器件的控制较为复杂。2.5.1功能1）减小整流器交流侧电压的谐波分量；2）提高开关器件频率的利用率；3）使用低压管串联，输出电压高。2.5.2电路结构见图2-11。图2-11三电平PWM整流器电路2.5.3电路原理1）驱动信号（1）采用单极性SPWM脉宽调制V41、V11的驱动脉冲ug11、ug41如图2-12所示。（2）辅助开关器件V12、V42的驱动信号ug12、ug42与ug11、ug41互补，如图2-12所示。图2-12三电平PWM整流器波形分析（SPWM）2）变频器输出电压波形相电压uAO、uBO及线电压uAB波形如图2-12所示。开关器件在每个区间的工作过程分析如下：1区间V42、V12被驱动，若iA滞后uAO的基波电压，iA反向。iA由直流电源Ud的中性点O经D1、V12流入a相交流电源Ea。uAO＝0V，V11承受Ud/2。2区间V42关断，V11、V12导通，iA仍为反向。iA由Ud的正极性端经V11、V12流入a相交流电源Ea。uAO＝Ud/2。V41、V42承受Ud，每个管子承受Ud/2。3区间V42、V12被驱动，若iA滞后uAO的基波电压，iA为反向。iA由直流电源Ud的中性点O经D1、V12流入相交流电源Ea。uAO＝0V，V11承受Ud/2。同1区间。4区间V11、V12被驱动，iA为正，D11、D12、续流，iA由a相交流电源Ea经V11、V12流入Ud的正极性端。uAO＝Ud/2。V41、V42分别承受Ud/2。5区间V11关断，V42导通，iA为正，iA由a相交流电源Ea经V42、D4流入Ud的中性点O。uAO＝0V，V11、V41分别承受Ud/2。6区间工作过程同4区间；7区间工作过程同5区间；8区间工作过程同4区间；9区间工作过程同5区间；10区间工作过程同4区间；11区间工作过程同5区间。当采用空间矢量调制（SVPWM）方法时，开关器件的通断顺序与SPWM时不同，其波形分析如图2-13。图2-13三电平PWM整流器波形分析（SVPWM）2.6滤波电感和滤波电容的参数选择2.6.1交流侧滤波电感的选择1.交流侧电感的作用在PWM整流器的设计中，其交流侧电感的设计至关重要。这是因为整流器交流侧电感的取值不仅影响到电流的波形品质，而且还制约着整流器的输出功率、功率因数以及直流电压。通过进一步分析研究，可将整流器交流侧电感的主要作用归结如下：(1)隔离电网电动势与整流器交流侧电压。通过整流器交流侧调制电压的幅值、相位的控制可实现整流器四象限运行。(2)滤除整流器交流侧谐波电流，从而实现整流器交流侧的控制。(3)使整流器控制系统获得一定的阻尼特性，从而有利于控制系统的稳定运行。2.交流侧电感的选择约束条件交流侧电感的选择需满足以下2个约束条件:电感上压降尽可能小,一般不大于电源额定电压的30%；由此条件可得： (2－12)式中 －交流侧相电流有效值； －交流电源相电压有效值。 (2－13)把(2－13)代入(2－12)，得 (2－14)通过上式可算得电感L取值的上限。交流侧电流总畸变率THD尽可能小，一般要求低于5%。根据前面一节对输入电流的谐波分析，谐波电流的最大幅值式中－波形系数，取；－开关器件的开关频率；－调制度。而由THD的定义， （THD）max＝≤5% (2－16)联立以上两式，可得 （2－17）通过上式可算得电感L取值的下限。3.举例说明某一PWM整流器，交流电源相电压，线电压为3150V，额定相电流为641A，整流器的输出电压；开关器件的开关频率为1000Hz；期望的交流侧谐波电流为额定电流的5％；整流器输出功率。计算所需的交流滤波电抗器的电感量。由（2－14）式由（2－17）式按交流侧谐波电流小于额定电流5％的要求，滤波电抗器的电感量应大于1.75mH。2.6.2直流电压的选择在PWM整流器中，直流输出电压udc不仅要满足负载对电压的要求，而且要能控制流过电感L中的电流为需要波形，这就必须对udc采取一定的限制。从电源控制方面考虑，udc过低，不能完成控制L中电流的任务；udc过高，会提高器件的耐压定额，增加系统成本，同时也降低系统可靠性。要保证整流器输入端线电压不含有与PWM开关频率无关的低次谐波，直流电压udc所能调制成的相电压峰值必须不小于交流侧电压基波Vp的峰值。即 |Vp|≤Mudc （2－18）式中，M是调制度，与PWM方式有关。对于三相VSR，若采用三角载波SPWM控制，则M=1/2，而采用空间矢量调制（SVPWM）控制时，则M=/3。如果上式不能满足，则输入端线电压波形出现畸变，因此电源电流也开始畸变，并且产生相移，从电网吸收无功功率。经分析得到直流电压的约束条件为 （2－19）根据前例的数据，可得2.6.3直流侧电容的选择直流侧电容的选择是三相整流器功率电路设计中的一个重要环节,选择的是否合适将直接影响系统的特性及安全性。1.整流器直流侧电容的作用整流器直流侧电容主要有以下作用：（1）在负载侧直流电流突变时会引起直流电压的降落或超调，从而会影响后变频调速系统的性能。为此要选择合适的电容容量，以满足直流电压的动态性能指标，最大动态降落的相对值小于5％。（2）对斩波升压电路，直流侧电容需吸收PWM整流器输出的脉冲电流，以减小纹波电压。由于开关期间的开关频率较高（几千赫兹），所需电容不大，容易满足。（3）整流器的负载为交流电动机变频调速系统，负载性质为感性负载。直流电源和负载之间存在无功交换问题。因此直流侧需设置能量缓冲电路，此能量缓冲电路由电容器构成。2.整流器直流侧电容的选择方法1）基于控制系统校正理论的直流侧电容选择方法众所周知，直流侧电容在整流器控制系统中的主要作用是稳定直流输出电压，而恒定的直流输出电压正是整流器控制系统的控制目的，受扰动造成的偏差和恢复时间需满足一定的指标（即抗扰指标），这就要求对控制器参数（这里是PI调节器参数）和控制对象的参数（包括直流侧电容）进行设计。即从控制系统抗扰性设计入手，根据控制系统校正理论，得出直流侧电容以及其它控制系统参数与系统抗扰指标的关系式。这样就根据不同的情况可以对直流侧电容进行合理的选择。这种方法把复杂的电路等效成传递函数环节组成的控制系统，用自动控制原理分析计算，概念清楚，计算简便、准确。负载扰动下的PWM整流器的动态结构图如图4-所示。图2－14负载扰动下整流器动态结构图由PWM整流器的直流负载侧的电路结构可得出其传递函数 （2－20）式中，RL ―直流回路原有的负载电阻，RL＝Ud/IL；iL ―负载扰动前的负载电流；TC ―惯性时间常数，TC＝RLC；C ―直流侧电容量。由电压调节器AVR的输出id*（电流的有功分量期望值）到id（交流电流的有功分量）之间为一惯性环节，由旋转坐标系的状态方程得到。其传递函数为 （2－21）式中，Ti＝L/R；L―交流侧滤波电抗器的电感量R―交流侧滤波电抗器的直流电阻2）空载状态下的扰动调节过程分析在空载条件下，RL＝0，突加负载时，扰动调节过程的动态结构图如图2－15所示，直流侧为一积分环节。调节对象为一个积分环节、一个惯性环节。为了提高抗扰性能，应按典型Ⅱ型系统设计电压调节器，AVR采用比例积分调节器，取图2－15空载状态下的扰动调节动态结构图 （2－22） （2－23）于是可得，（2－24）若iL为阶跃信号时，udd的最大动态降落相对值为（2－25）其中，（2－26）那么，实际最大动态降落电压为 （2－27）式中，iL―阶跃负载电流，A。要求Δudmax不能太大，一般为ud的10％即可。根据给定的最大动态降落Δudmax可求出所需的滤波电容，C≥1.624iLTi/Δudmax，(2－28)通过（2－27）式可算得电容所取的下限值。因为Δudmax给定，iL和Ti越大，C取的就越大。3同步电动机直接转矩控制系统3.1系统结构同步电动机直接转矩控制系统结构如图3-1所示。图3-1同步电动机直接转矩控制系统3.2磁链控制对于恒转矩控制的变频调速系统，在变频调速时要保证电动机的定子合成磁链恒定。比较理想的方法是采用磁链跟踪技术，即通常讲的电压空间矢量PWM控制技术。3.2.1电压与磁链空间矢量的关系三相交流电压、、可以合成一个相应的旋转的电压空间矢量。合成空间矢量表示的定子电压方程式为（3－1）式中－定子三相电压合成空间矢量－定子三相电流合成空间矢量－定子磁链空间矢量忽略定子电阻，可得（3－2）那么（3－3）当电动机由三相平衡正弦电压供电时，定子磁链值恒定，其空间矢量以恒速旋转，磁链矢量顶端的运动轨迹呈圆形。用极坐标表示为（3－4）式中Ψm－ΨS的幅值ω1－旋转角速度由式（3－2）、（3－4）得（3－5）式（3－5）表明，当Ψm一定时，uS的大小与ω1（或f1）成正比，其方向与ΨS正交，即磁链圆的切线方向。如图3－2所示。因此，电动机旋转磁场的轨迹问题就转化成电压空间矢量的运动轨迹问题。图3－2uS、ΨS矢量图3.2.2六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场六拍阶梯波逆变器与电动机的电路结构如图3－3（a）所示。图3－3六拍阶梯波逆变器电路及波形分析六个桥臂开关器件的驱动信号为180°的方波，则逆变器的输出电压波形如图3－3（b）所示。若V1、V6、V2导通，此时的电压空间记为u1，开关状态记为100（第1位数字为A相的开关状态，1为上桥臂开关器件导通，0为下桥臂开关器件导通；第2位数字为B相的开关状态；第3位数字为C相的开关状态）。若V1、V3、V2导通，此时的电压空间矢量记为u2，开关状态记为110。依次类推，u3的开关状态为010；u4的开关状态为011；u5的开关状态为001；u6的开关状态为101。六个电压空间矢量按顺序互差60°。当V1、V3、V5均导通时，电压空间矢量记为u7（111），当V4、V6、V2均导通时，电压空间矢量记为u8（000）。u7、u8两个电压空间矢量均为零，因为六个开关器件均不导通，输出电压为零。八个电压空间矢量图如图3－3（c）所示。如初始磁链为Ψ1，在100开关状态时，施加到电动机上的电压空间矢量为u1，由式（3－3）得，（3—6）式中Δt为施加u1的时间。在Δt内施加u1的结果是产生一个增量ΔΨ1，其幅值与u1的大小成正比，方向与u1一致。最后得到新的磁链Ψ，Ψ＝Ψ1＋ΔΨ1。当Δt达到与对应时（在50Hz时，），Ψ＝Ψ2。在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部在O点，其顶端的运动轨迹是由6个电压空间矢量所围成的正六边形。磁链轨迹如图3－4所示。显然，在变频器的一个周期中，磁链的脉动分量比较大，带来的后果是电动机的转矩脉动分量大，运动时噪声比较大。图3－4正六边形磁链轨迹3.2.3圆形磁链轨迹的跟踪控制在变频调速时，欲使电动机的磁链不变，即磁链矢量的顶点轨迹为圆，可以采用磁链跟踪技术。磁链跟踪技术的原理是采用磁链闭环控制。系统结构如图3－1所示。ΨS*是设定的，ΨS是实际值，其偏差经磁链滞环比较器，输出逻辑值为1或0。磁链滞环比较器功能图如图3－5所示。图3－5磁链滞环比较器功能图当，且差值达到设定的门坎值时，比较器的输出。若定子磁链ΨS在第一扇区时，选择电压空间矢量u1，使定子磁链ΨS增加。若，且差值的绝对值达到设定的门坎值时，，选择电压空间矢量u2，使定子磁链ΨS减小。磁链ΨS的跟踪控制如图3－6所示。ΨS的顶点轨迹是多边性，改变滞环比较器的门坎值，即改变滞环比较器的环宽，可以改变控制效果。环宽愈窄，ΨS的变化量愈小。当然电压空间矢量的改变次数愈多，逆变器的开关频率愈高。在图3－6中，若定子磁链ΨS逆时针旋转，ΨS在第Ⅰ扇区，电压空间矢量在u1和u2之间切换。若在第Ⅱ扇区，电压空间矢量应在u2和u3之间切换。在不同的扇区，选择的电压空间矢量见表3－1。在ΨS逆时针旋转时，按τ＝1时的开关状态选择。在第Ⅰ扇区，ΨS偏大，，选u2，ΨS偏小，，选u1。在第Ⅱ扇区，ΨS偏大，，选u2，ΨS偏小，，选u3。定子磁链ΨS顺时针旋转，按τ＝－1时的开关状态选择。在第Ⅰ扇区，ΨS偏大，，选u4，ΨS偏小，，选u5。在第Ⅱ扇区，ΨS偏大，，选u5，ΨS偏小，，选u6。关于τ的极性的判断，见转矩控制一节。图3－6磁链跟踪技术（ΨS逆时针旋转）表3－1开关状态选择表ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ3.2.4磁链模型由逆变器所处的开关状态和直流电压Ud可求出同步电动机的三相定子电压usa、usb、usc，经3/2变换得到usα、usβ。通过电流传感器检测的isa、isb、isc，经3/2变换得到isα、isβ。同步机的定子磁链ΨS在αβ坐标系中的两个分量Ψsα、Ψsβ由下式得到（3－7）（3－8）那么，经矢量分析器可得到定子磁链Ψs的幅值和空间相位角（3－9）（3－10）3.2.5扇区的判断根据式（3－10）得到的定子磁链Ψs的空间位置角，可判断出空间矢量Ψs所在的扇区，根据扇区可查开关状态表。3.3转矩控制3.3.1转矩的控制理论同步电动机的转矩可写成（3－11）式中－转子磁链矢量的幅值；－定子磁链矢量的幅值；－定转子磁链矢量的夹角，即同步电动机的功角。显然，同步电动机的转矩与、的幅值和夹角有关。在不变的条件下，同步电动机的转矩与的幅值和有关。同步电动机的励磁电流If决定了的大小，而If由同步电动机的负载和功率因素决定。在功率因数和负载不变的条件下，If和不变。在不变的条件下，同步电动机的转矩只与有关。也就是说改变功角就改变了同步电动机的转矩。转子磁链矢量位于转子绕组轴线上，因此的转速就是转子的转速，由于机械惯性的原因，的转速是相对恒定的。若要改变，需要改变的转速。在电动状态，在前，在后，选择非零电压空间矢量，可使的转速增加，增加，转矩Te增加。选择零电压空间矢量，的转速为零，减小，转矩Te减小。在制动状态，在前，在后，选择非零电压空间矢量，可使的转速增加，导致减小，转矩Te减小。选择零电压空间矢量，的转速为零，导致增加，转矩Te增加。总之，选择不同的电压空间矢量，让走走停停，可以改变，从而达到改变转矩的目的。转矩滞环比较器的功能图如图3－7所示。转矩期望值Te*由速度调节器给出，实际转矩Te由转矩模型给出。图3－7转矩滞环比较器功能图下面分析四象限运行时对开关状态表的选择。1）正向电动状态（n>0,Te>0）由于是电动状态，n*略大于n，Te*>0，Te>0，ΔTe＝Te*－Te。若Te偏小且ΔTe大于滞环比较器的环宽时，τ＝1，选非零电压空间矢量，若在第Ⅰ扇区，选u1和u2，让走起来，增加，转矩Te增加。若Te偏大，ΔTe≤0，滞环比较器的输出τ＝0，选择零电压空间矢量u7或u8，让停下来，减小，转矩Te减小。此时，的旋转方向为逆时针。2）正向制动状态（n>0,Te<0）由于是制动状态，n*略小于n，Te*<0，Te<0。若Te偏大，ΔTe>0，当ΔTe大于比较器的环宽时，τ＝1，选非零电压空间矢量，若在第Ⅰ扇区，选u1或u2，让走起来。由于超前于，减小，转矩Te减小。若Te偏小，ΔTe≤0，τ＝0，选择零电压空间矢量u7或u8，让停下来，增加，Te增加。此时，的旋转方向为逆时针。3）反向电动（n<0,Te<0）由于是电动状态，|n*|略大于|n|，Te*<0，Te<0。若Te偏小，ΔTe<0，且|ΔTe|大于比较器的环宽时，τ＝－1，选非零电压空间矢量，若在第Ⅰ扇区，选u5和u4，让走起来，增加，转矩Te增加。若Te≥0,τ＝0，选择零电压空间矢量u7或u8，让停下来，减小，达到使Te减小的结果。此时，的旋转方向为顺时针（参考图3－8）。4）反向制动（n<0,Te>0）由于制动状态，|n*|略小于|n|，Te*>0，Te>0。若Te偏大，ΔTe<0，且|ΔTe|大于比较器的环宽时，τ＝－1，选非零电压空间矢量，若在第Ⅰ扇区，选u5和u4，让走起来，由于超前于，使减小，Te减小。若Te偏小，Te≥0,τ＝0，选择零电压空间矢量u7或u8，让停下来，增加，达到使Te增加的结果。此时，的旋转方向为顺时针（参考图2－9）。图3－8顺时针旋转磁链跟踪控制3.3.2转矩模型1.同步电动机在dq坐标系中的矢量图同步电动机的两相同步旋转dq坐标系上的矢量图如图3－9所示，励磁电流空间矢量If与d轴重合，定子电流空间矢量iS在dq轴上的分量为isd、isq。dq坐标系和iS、If以同步速ω旋转。d轴（即转子轴）相对于定子A相绕组的夹角θ是同步转速ω的积分值。图3－9同步电动机矢量图2.同步电动机在dq坐标系上的磁链方程同步电动机在dq旋转坐标系上的磁链方程为（3－12）（3－13）（3－14）（3－15）（3－16）式中－等效两相定子绕组d轴自感，；－等效两相定子绕组q轴自感，；－等效两相定子绕组漏感；－d轴定子与转子绕组间的互感，相当与同步电动机原理中的d轴电枢反应电感；－q轴定子与转子绕组间的互感，相当与同步电动机原理中的q轴电枢反应电感；－励磁绕组自感，；－d轴阻尼绕组自感，；－q轴阻尼绕组自感，。由于有凸极效应，在d轴和q轴上的电感是不一样的。3.同步电动机在dq轴上的转矩同步电动机在dq轴上的转矩为（3－17）把式（3－12）、（3－13）代入式（3－17），得（3－18）式中np－同步电动机的极对数观察式（3－18）各项，不难看出每一项转矩的物理意义。第一项是转子励磁磁动势（）和定子电枢反应磁动势转矩分量（）相互作用所产生的转矩，是同步电动机主要的电磁转矩。第二项是由凸极效应造成的磁阻变化在电枢反应磁动势作用下产生的转矩，称作反应转矩或磁阻转矩。这是凸极电机特有的转矩；在隐极电机中，，该项为0。第三项是电枢反应磁动势与阻尼绕组磁动势相互作用的转矩，如果没有阻尼绕组，或者在稳态运行时阻尼绕组中没有感应电流，该项为零。只有在动态中，产生阻尼电流，才有阻尼转矩，帮助同步电动机尽快达到新的稳态。在式（3－18）中，阻尼绕组电流、为（3－19）（3－20）式中；；－阻尼绕组在d轴上的电阻；－阻尼绕组在q轴上的电阻；－磁化电流在d轴上的分量；－磁化电流在q轴上的分量；（3－21）（3－22）在式（3－18）中，、是定子电流空间矢量在旋转的dq坐标系中的两个分量，、是通过旋转变换得到的，如图3－1所示。3.4励磁电流及功率因数控制3.4.1励磁电流的期望值由同步电动机原理可知，控制同步电动机转子励磁电流可以控制同步电动机的功率因数。根据设定的功率因数和负载大小来调节励磁电流。在定子电流和稳定时，阻尼绕组电流、均为0。那么由式（3－12）、（3－13）可知定子磁链空间矢量的两个分量、为 （3－23） （3－24）定子合成磁链空间矢量由、两个分量合成，其幅值为若磁链轴M定义为与定子磁链矢量重合，在MT坐标系中，定子绕组中产生的感应电动势矢量位于T轴上。若忽略定子绕组电阻，定子电压空间矢量。若同步电动机期望功率因素为1，，定子电流矢量位于T轴上。若忽略凸极效应，，空间矢量是由与两个分量合成，由于矢量垂直于矢量，那么可得到 （3－25）由此可得到期望的励磁电流为 （3－26）式中－为使功率因素为1，期望的励磁电流；－期望的定子合成磁链，应为恒定值；合成电流矢量的幅值为 （3－27）3.4.2励磁电流控制励磁电流由电流闭环调节系统来控制。电流环的结构如图3－1所示。由晶闸管整流器V、触发装置、电流调节器ACR、励磁电流检测等环节组成。电流调节器ACR采用PI调节器，可实现无静差调节。由于同步电动机的转子励磁绕组的电磁惯性时间常数较大，为保证励磁电流对期望的快速跟随，要设置较大的强励倍速，即晶闸管整流器的最大输出电压要比额定励磁电压高3－4倍。3.5凸极同步电动机直接转矩控制系统仿真结果3.5.1仿真所选的凸极同步电机参数1．技术数据：型号：TDZBS3500-12；功率：3500KW；电流：1358.4A；电压：1570V；额定转矩：668KN·m；功率因数：0.9874；频率：5/12HZ；转速：50/120/r/min；极对数：6；三相Y形接法；绝缘等级：F/F；技术条件：OA512.697。折算到电动机轴上的总转动惯量J=23030kgm2。空载励磁电流=235.1A，空载励磁电压=65.4V，满载励磁电流=441.1A，满载励磁电压=168.6V，满载效率=0.9595。2．电磁参数标幺值：，，，，，，，，，，，（下标σ表示各绕组漏感）。3．电机基值参数定子的基值:定子相电流的基值—1920.78A,定子相电流的基值—1281.74V,定子角频率的基值—1.4rad/s,定子阻抗的基值—0.6673Ω,定子功率的基值—3692.9226KVA,定子磁链的基值—40.82Web,定子电感的基值—0.02125H,转矩的基值—706.1KN·m,励磁电压基值—10201.1V励磁绕组磁链基—324.89Web,励磁电感的基值—0.8975H,励磁阻抗的基值28.18Ω。转动惯量的标幺值~,惯性常数3.5.2仿真系统的组成利用MATLAB仿真工具建立的仿真模型，整体设计框图如图1所示，根据模块化的建模思想，将控制系统分割为各个独立的子模块，该系统主要有八部分组成，分别是：电励磁凸极同步电动机模块（synchronousmotor），定子磁链观测模块、转矩观测模块(Torquemodulationsandian)、当前磁链扇区位置判断模块（Sn）、逆变器开关电压矢量表选择模块（nishizhenchaxun）、励磁电流给定估算模块（PAC），功率因数检测模块及坐标变换模块等。模型全部采用模块搭建。图3－10凸极同步电动机直接转矩控制系统的仿真结构图3.5.3凸极同步电动机直接转矩控制系统的仿真结果1.仿真条件在上述1.1节电机参数下对提升机的重载工况，提升机一个提升周期的加速、等速、减速和低速爬行的阶段进行系统的仿真。电机的额定频率设定为5HZ。电机负载为恒转矩负载，设定为0.5（标幺值）。仿真参数设置如下：0~8秒，系统进行加速阶段的仿真，8~9秒进行等速阶段为的仿真，等速值为1（标幺值），9~17为减速阶段，17~18秒为系统的爬坡阶段，爬坡速度设定为0.05（标幺值）。2.系统的仿真结果在上述的仿真条件下对系统进行一个提升周期的仿真，系统的仿真结果如图3－11（a）~图3－11（i），以下仿真波形，横坐标均为时间t，单位为s，其他参数如无特别说明均为标幺值。系统仿真结果表明波形符合理论分析，系统运行平稳，具有较好的动、静态性能，在稳态时，具有较高的功率因数，能够体现直接转矩控制的优良特性。同时也为进一步分析和设计电励磁凸极同步电动机直接转矩的系统提供了有效的手段和工具。图3－11（a）电机定子磁链轨迹图3－11（b）电机转速曲线图3－11（c）电磁转矩图3－11（d）电机三相定子电流曲线图3－11（e）电机等速阶段三相电流放大图图3－11（f）电机励磁电流曲线图3－11（g）纵轴阻尼绕组电流图3－11（h）横轴阻尼绕组电流图3－11（i）等速段电机功率因数4ACS6000sd传动系统4.1脉宽调制整流器4.1.1单元电路1.同步配合脉宽调制PWM整流器的原理是通过调节三相调制电压的幅值和相位来调节交流电流的大小和相位的，从而达到调节整流器的功率因数。三相调制电压的相位，是相对交流电源的相位差。在第二章中，已对电源相位检测的必要性和检测的方法做了介绍。ACS6000sd系统的同步配合电路如附图4－1所示。三相同步电压来自同步变压器T1101,一次侧110V，二次侧9V，连接组别yy-12，T1101的一次接入10KV的电压互感器的二次侧，电压互感器连接组别为yy-12。整流变压器的连接组别为dy-11。因此，a相同步电压相位比主电路A1相电压滞后30○。在调试时，按此相位差设定相应的关系。在此需要说明的，在变电所检修、高压开关检修时，需要注意接线不能有误，不然同步配合不正确，会给出同步电源故障信息。在进行矢量运算时，需要用电源电压的空间矢量的幅值Ed，通过对三项同步交流电压的瞬时值检测，可得到Ed，运算公式为（4－1）（4－2）2.交流输入滤波电路交流输入滤波电路如附图4－1所示。等效电路如图4－1所示。此为T形滤波电路，L1为整流变压器的漏感，由于整流变压器的短路电压为12％，那么△U=在图4－1中，L2=0.35mH，L1+L2=1.45mH。这两个电感的作用是斩波升压电路所必须的。L3、C1的作用是滤波，滤除整流器交流电流中的谐波分量。，。图4－1IFU等效电路3.三电平整流器（ARU）1）开关器件开关器件采用“集成门极换向晶闸管”IGCT,它由功率器件GCT（改进的可关断晶闸管）和门极换向电路板组成。IGCT的结构如图4－2所示，门极驱动电路需要20－24V的直流电源。驱动板设有单独的开通电路和关断电路。逻辑监控电路对GCT的状态进行监控，若功率开关器件损坏，通过驱动板上的发光二极管显示。若驱动电源有故障，也通过发光二极管显示。通过光纤，给出高电平，GCT导通，给出低电平，GCT关断。图4－2IGCT门极驱动结构2）驱动电源ACS6000sd系统的驱动电源采用开关电源，由于每个IGCT的阴极电位不同，因此每只开关器件需要一路单独的直流电源，三电平三相桥整流器共需要12只单独的24VDC电源电源的结构如图附4－3所示。三个电源模块分别供三相桥臂的IGCT相模块，每块电源有4路24V的驱动电源。还有一路24V的电源供其他作用。另外为保证IGCT的工作可靠，对每一相驱动电源进行监控，监控信号通过光纤送到接口板。由于300V的直流侧的设置大容量电解电容（C1026、C1027）,在停电时，可保证一秒的延时供电效果。在ARU的运行时，每路24V驱动电源都带有高电位。3）续流二极管每一个IGCT元件反并联一只续流二极管。当上桥臂上的IBCT关断时，通过下面的续流二极管续流，以保证电流的连续。见附图2－2所示。4）嵌位电路每一个桥臂都设置一个嵌位的电路，如图4－3相模块电路所示。VS1、R1、C1组成上桥臂吸收电路，当VF1、VF2关断时，流经L1和导线的电流流过VS1对C1充电，由于C1两端的电压不能突变，从而限制加到上桥臂开关器件的电压上升率，当C1两端的电压大于，L1将通过R1放电，从而限制了C1两端的最高电压。图4－3相模块电路结构5）零电平电路在图4－3中，VN1、VN2是为零电平提供通道的。当仅有VF2导通时，DC_NP通过VN1、VF2为L1相提供零电平。当仅有VF3导通时，DC_NP通过VN2、VF3为L1相提供零电平。Rs1平衡电阻，在所有IGCT关断时，施加在VF1、Rs1、VN2上，VN2承受正向阳极电压，为低阻状态，Rs1仅为12KΩ，因此VF1反承受。同理，由于Rs1的作用，VF4也仅承受。6）di/dt限制电抗器L1、L2两只电抗器用来限制流过正负直流母线上的di/dt,以达到对IGCT的过di/dt保护。7）快速电路检测器FSCD在电抗器L1、L2上装设两块来自快速电路检测装置FSCD,其原理是利用电抗器的磁场强弱来检测直流回路电流大小，从而判断是否短路。电路结构见附图4－2。短路信号通过光纤传输到接口板INT。由于设置了快速短路检测器FSCD，可以快速的关段IGCT，所以在桥臂上，在直流回路中就不再设置快速熔断器及快速开关。这是本系统的一大优点。8）直流电压检测直流电压检测电路如附图2所示，可单独检测直流电压正母线DC_+对直流电压中性点DC_NP的电压（Ud）、DC_+对DC_NP对电压（Ud）。两个Ud相加得直流侧总电压Ud，两个Ud相减得正负母线的电压差值。由于是电容分压，必然存在正负母线对中性点DC_NP电压不对称现象。检测的直流电压送到附图4的光电转换板CVM1（原图＝ARU－313），变成光信号送到接口板INT1。9）三相交流电流检测检测电路见附图4－2所示，经三只电流互感器检测三相交流电流。电流互感器的二次电流，经处理电路得三相电压信号IU、IV、IW，IU、IV、IW送光电转换板INT1。此三相电流信号经坐标变换后变成有功分量和无功分Id量Iq，作为电流反馈信号。同时作为过电流判断的依据。10）直流磁化检测在附图2中，电压检测环A3001、A3002是检测整流器交流侧调制电压，该调制电压应正负半周对称。若正负半周不对称说明整流器有故障。会导致整流变压器二次侧含有直流负载电压，变压器磁路中含有直流磁化分量，从而导致磁路的饱和，整流变压器发热。A3001与A3002将检测的交流调制电压经处理电路后，检测其中的直流分量，将直流分量经光纤送到接口板INT，由有软件判断直流磁化的程度，从而采取相应的处理措施。4.直流回路1）滤波电路电路如附图5所示，正负电源各有3组电容并联，每组位1600μF/2866V。滤波电容的作用主要有两个，其一是减小整流器输出直流电压Ud中的谐波分量，因为通过开关器件的电流是脉冲电流，对电容充电的电流也是脉冲电流；其二是稳定直流电源的动态电压，因为直流电压的稳定性能受负载（即逆变器的功率）冲击，若滤波的电容量小，在负载冲击时直流电压会产生较大的动态降落。2）预充电单元由于直流回路的电压比较高（达4900V），滤波电容量大，在直流电压为零（或低电压）的条件下，整流器的交流断路器合闸，则会产生相当大的交流冲击电流，会损坏开关器件，也会造成电网母线的瞬时降落，影响相邻负荷。解决这个问题的办法是设置小容量的预充电单元。预充电单元电路如附图5所示。由变压器T7901、整流二极管7901～7908、低压开关Q1003、高压开关K7201组成。由于3.3KVA变压器（二次侧电压为3900V）的内阻抗可达300欧，因此，当高压开关K7201、低压开关Q1003合上后，预充电电压按指数曲线上升。当预充电电压达4200V时，充电基本结束。此时，可合主断路器，脉宽调制整流器工作。由于初始电压已达4200V，脉宽调制整流器初充电时冲击电流很小，很快达到额定直流电压，使得充电过程平稳。预充电过程的持续时间约为40秒左右。3）过电压限制为防止因整流器故障而引起的直流侧电压Ud过高，导致损坏开关器件、滤波电容，设置过电压限制单元电路，如附图4－5所示，由二只IGCT元件及驱动电路，放电电阻R7501、7502组成。当直流电压Ud过高时，AMC板对二只IGCT发出脉冲驱动信号，使IGCT工作在脉冲导通状态，直流回路滤波电容2上的电压通过吸收电阻R7501、7502放电。为对放电效果进行监视，设置了放电电阻检测电路，将检测到的电压信号通过光纤送到接口板INT1。由于放电吸收电阻R7501、7502的功率比较小，又是自然风冷，吸收的能量有限。因此只能短时的吸收过电压。过电压持续时间太长时应分断主断路器的电源。另外主断路器分断时，应让使过电压吸收电路的IGCT导通，将滤波电容两端的电压通过R7501、7502放掉。4）接地开关接地开关电路如附图4－2，在柜门打开检修时，接地开关Q7121应闭合，将直流母线接地，滤波电容两端的电压完全放掉。以保证检修人员的安全。对Q7121合闸与分断的操作是由MAC3的程序实现的。当D0820板的D007通道输出高电平时，Q7121开关得电吸合