Buck变换器双闭环控制仿真设计研究

...wd...Buck变换器双闭环控制仿真研究一、原始依据〔包括设计或论文的工作根基、研究条件、应用环境、工作目的等。〕便携式电子产品的广泛应用，推动了开关电源技术的迅速开展。因为开关电源具有体积小、重量轻以及功率密度和输出效率高等诸多优点，已经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。其中对于非隔离的DC/DC开关电源，按照电路功能划分，有降压式〔BUCK〕、升压式〔BOOST〕，还有升降压式〔BUCK-BOOST〕等。其中品种最多，开展最快的当属降压式〔BUCK〕。我国目前能源紧缺，而电源行业又是一个与能源消耗密切相关的行业，因此我们在设计DC/DC开关电源产品时，转换效率必须作为一个重要的指标加以考虑。尤其是随着采用3.6V锂离子电池作为电源的消费类电子产品市场不断扩大，且功能和性能变得更多和更高，对适用于这类产品的BUCK变换器的性能提出了更高的要求。因此研究BUCK变换器的控制具有重要的理论和现实意义。三、设计〔研究〕内容和要求〔包括设计或研究内容、主要指标与技术参数，并根据课题性质对学生提出具体要求。〕对直流Buck变换器进展数学建模，利用Simulink研究双闭环PID控制算法，实现变换器电压的鲁棒输出。具体内容要求如下：1．熟悉Buck变换器双闭环控制的工作原理及电路设计2．掌握MATLAB/Simulink软件的使用3．掌握对Buck变换器双闭环控制的数学建模4．验证双闭环控制的工作原理，采用Simulink对电路做仿真分析年月日摘要BUCK电路是一种降压斩波器，降压变换器输出电压平均值Uo总是小于输出电压UD。通常电感中的电流是否连续，取决于开关频率、滤波电感L以及电容C的数值。简单的BUCK电路输出的电压不稳定，会受到负载和外部的干扰，参加补偿网络，可实现闭环控制。通过采样环节得到所需电压/电流信号，再与基准值进展对比，然后通过闭环控制器得到反响信号，与三角波进展对比，得到调制后的开关波形，将其作为开关信号，从而实现BUCK电路闭环控制系统。Buck电路的闭环控制有电压环控制、电流环控制以及二者结合的双闭环控制，此处采用双闭环控制：电流内环，电压外环。根据相关的电路设计适当的补偿网络对电路进展校正，提高电路系统输出性能。本文首先概述了开关电源技术及DC/DC变换器控制方法的开展趋势，接着介绍了BUCK变换器的电路构造、工作原理及控制原理。最后进展了Buck变换器双闭环控制的仿真研究，其中首先介绍了电流内环构造和电压外环构造，然后利用Matlab进展了仿真验证。关键词：Buck变换器；建模与仿真；双闭环控制；MATLAB目录第一章绪论11.1课题研究背景11.2课题开展现状11.3本文研究内容及构造3第二章Buck变换器基本原理42.1Buck变换器工作原理42.2Buck变换器工作模态分析42.3Buck变换器外特性7第三章Buck变换器主电路设计93.1占空比D93.2滤波电感Lf93.3滤波电容Cf113.4开关管Q113.5续流二极管D12第四章Buck变换器双闭环控制134.1电路双闭环控制构造134.2电流内环设计134.3电压外环设计 15第五章Buck变换器闭环系统的仿真215.1开环Buck电路的建模及仿真215.2闭环Buck电路的建模及仿真225.3PI控制方法的仿真235.4PID控制方法的仿真25第六章总结与展望25第一章绪论1.1课题研究背景随着电子技术的快速开展，电子设备的种类越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系也日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。传统的晶体管串联调整稳压电源是连续控制的线性稳压电源。这种传统稳压技术对比成熟，并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性能好、输出纹波电压小、可靠性高等优点。但由于调整管静态损耗大，需要安装一个很大的散热器给它散热。而且由于变压器工作在50Hz的工频上，所以其重量较大。又因为调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射极之间需承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右[1]。受这些缺点的限制,线性稳压电源很难满足现代电子设备开展的要求。20世纪50年代，美国宇航局以小型化、重量轻为目标，开发了开关电源。经过近半个世纪的开展，开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代线性稳压电源并得到了广泛应用[2]，各种电池供电的电子产品如照相机、摄像机、录像机、个人数字助理、手机、手提电脑都需要DC/DC变换器等开关电源芯片[3]。20世纪80年代，计算机全面实现开关电源化，率先完成计算机的电源换代。20世纪90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到了广泛的应用，开关电源技术进入快速开展时期。对于非隔离的DC/DC开关电源，按照电路功能划分，有降压式〔BUCK〕、升压式〔BOOST〕，还有升降压式〔BUCK-BOOST〕等。其中品种最多，开展最快的当属降压式〔BUCK〕[4]。开关电源技术于20世纪80年代引入我国，随着计算机、通讯、汽车等行业的迅速开展,我国开关电源市场不断增长，开关电源控制器芯片的研究已成为国内功率电子学领域中颇受关注的热点。我国目前能源紧缺，而电源行业又是一个与能源消耗密切相关的行业，因此我们在设计DC/DC开关电源产品时，转换效率必须作为一个重要的指标加以考虑。尤其是随着采用3.6V锂离子电池作为电源的消费类电子产品市场不断扩大，且功能和性能变得更多和更高，对适用于这类产品的BUCK变换器的性能提出了更高的要求。因此研究BUCK变换器的性能具有重要的理论和现实意义[5][6]。1.2课题开展现状DC/DC变换器是一种强非线性系统，由于电气参数的不确定性以及负载的多变性，使得DC/DC变换器的控制变得较为复杂。传统的控制方法都是基于线性系统理论，很难实现较好的动态性能。于是，进一步的研究在于对系统建设准确的数学模型和采用先进的控制算法。随着现代控制理论的开展，出现了许多DC/DC变换器新的控制方法以提高系统性能。例如：(1)双线性理论；(2)鲁棒控制；(3)滑模变构造控制；(4)自适应控制；(5)智能控制。这些新控制方法的提出，使DC/DC变换器的稳态误差趋于零，动态性能获得很大改善，而且对参数的不确定性和负载的多变性也有很好的鲁棒性。1、双线性理论此系统为非线性系统，能够取得较好的控制效果。文献[7]应用此模型对Boost电路进展闭环控制，不仅保证了充足的稳定裕量，而且实现了较好的瞬态响应。此方法一般适用于两个状态变量以上的DC/DC变换器拓扑。但这种控制方案的缺点是忽略了输入电压扰动，假设输入电压扰动不为零，将会影响系统的性能甚至导致系统不稳定[7]。2、鲁棒控制鲁棒控制是处理外加扰动和不确定性模型的有力工具，基于DC/DC变换器的线性化小信号建模。文献[8]中提出了两个自由度控制的设计思想，来实现DC/DC变换器的鲁棒控制。它能够对负载和输入电压的变化保证充足的鲁棒性。虽然鲁棒控制解决了输入电压变化的问题，但其线性化小信号建模准确度不高，而且控制器构造不可变，下面介绍的滑模控制和自适应控制，这两种控制能够实现更理想的控制效果[8]。3、滑模变构造控制滑模变构造理论由前苏联学者欧曼尔扬诺夫(S.V.Emelyanov)、尤特金(V.I.Utkin)于20世纪50年代提出并开展至今。滑模变构造控制与常规控制的基本区别在于控制的不连续性，它使得系统在滑动模态下不仅保持对系统构造不确定性、参数不确定性以及外界干扰等不确定性因素的鲁棒性，而且可以获得较为满意的动态性能。因此，它特别适用于DC/DC变换器这样的非线性系统和离散系统。4、自适应控制20世纪50年代初提出的自适应控制方法是根据响应系统与目标系统对应变量的偏差和控制参数的偏差来调整响应系统的参数变化，最终使响应系统与目标系统同步。文献[9]、[10]分别提出了PI自适应串级控制和自适应PID串级控制，并很好地应用于DC/DC升压变换器中。此外，逆向自适应控制，双环自适应控制和模型参考自适应控制等均已成功用于DC/DC变换器。这些控制方法的优点是控制器构造灵活，能够实现准确控制，并对参数变化具有很好的鲁棒性。但由于其设计需要在线估计或辨识参数，导致实现困难，而且存在实时性问题。自适应控制与其它控制方法以及智能控制相结合可以防止这些问题并得到更好的控制效果[9][10]。5、智能控制智能控制是现代控制理论的开展，包括模糊控制、神经网络控制等先进控制策略。这些方法不需要建设准确的数学模型，对系统参数变化具有很好的鲁棒性，因此用于DC/DC变换器的控制中，可以简化非常复杂的建模问题而更适于实际应用[11]。1.3论文构造和主要内容第一章为绪论局部。首先阐述了课题研究的背景和意义，然后总结了当前技术开展现状，最后简要交代了本论文的内容和构造安排。第二章介绍了Buck变换器技术,其中详细分析了Buck变换器的基本工作原理，接着分析了Buck变换器的工作模态和外特性。第三章介绍了Buck变换器的主电路设计。第四章分析了Buck变换器双闭环控制构造，从电流内环到电压外环，依次分析设计。第五章利用Simulink对Buck变换器进展仿真。第六章总结与展望。本章对这次毕业设计进展总结，提出缺乏和仍需完成的工作。第二章Buck变换器基本原理2.1Buck变换器工作原理Buck电路是由一个功率晶体管开关Q与负载串联构成的，其电路如图2.1。驱动信号Ub周期地控制功率晶体管Q的导通与截止，当晶体管导通时，假设忽略其饱和压降，输出电压Uo等于输入电压；当晶体管截止时，假设忽略晶体管的漏电流，输出电压为0。电路的主要工作波形如图2.2[12]。图2.1Buck变换器电路图2.2Buck变换器的主要工作波形2.2Buck变换器工作模态分析在分析Buck变换器之前，做出以下假设：①开关管Q、二极管D均为理想器件；②电感、电容均为理想元件；③电感电流连续；④当电路进入稳态工作时，可以认为输出电压为常数。在一个开关周期中，变换器有2种开关模态，其等效电路如图2.3和图2.4所示。：图2.3[t0~t1]的等效电路图2.4[t1~t2]的等效电路各开关模态的工作情况描述如下开关模态0[t0~t1]图2.5对应图2.3[t0~t1]时刻。在t0时刻，开关管Q恰好开通，二极管D截止。此时：〔2-1〕电感中的电流线性上升，式2-1可写成：〔2-2〕图2.5[t0~t1]的主要工作波形开关模态1[t1~t2]图2.6对应图2.4[t1~t2]时刻。在t1时刻，开关管Q恰好关断，二极管D导通。此时：〔2-3〕电感中的电流线性下降，式2-3可写成：〔2-4〕式中Toff为开关管Q的关断时间。在稳态时，，联解式2-2与式2-4可得：〔2-5〕输出电流平均值：〔2-6〕图2.6[t1~t2]的主要工作波形2.3Buck变换器外特性在恒定占空比下，变换器的输出电压与输出电流的关系Uo=f(io)称为变换器的外特性。式2-5表示了电感电流连续时变换器的外特性，输出电压与负载电流无关。当负载电流减小时，可能出现电感电流断续现象。图2.7为电感电流断续时电流波形图。由式2-2与式2-4可知，当输入电压和输出电压一定时，为常数。由式2-6可见，当负载电流减少到时，，此时最小负载电流，即为电感临界连续电流：〔2-7〕由式2-2及式2-5得，带入式2-7得：〔2-8〕由上式可见，临界连续电流与占空度的关系为二次函数，当D=1/2时，临界连续电流到达最大值：〔2-9〕当电感电流断续时，即在Toff完毕前续流二极管的电流已下降到0，此时输出的平均电流为：〔2-10〕式中，为开关管关断后电感电流持续的时间，并且：〔2-11〕稳态时，，由式2-11得：〔2-12〕将式2-11及式2-12带入式2-10得：〔2-13〕即：〔2-14〕图2.7电感电流断续时电流波形可见在电流断续区，输出电压与输入电压之比不仅与占空比有关，而且与负载电流有关[13][14]。第三章Buck变换器主电路设计3.1占空比D根据Buck变换器的性能指标要求及Buck变换器输入输出电压之间的关系求出占空比的变化范围：〔3-1〕3.2滤波电感Lf〔1〕滤波电感量Lf计算变换器轻载时，如果工作在电流连续区，那么为了保持一定的输出电压，占空比大为减小，也就是说开关管导通时间很短。如果这个时间小于开关管的存储时间与最小控制时间之和，变换器的输出将出现失控或输出纹波加大，因此希望变换器工作在电感电流连续状态。所以，以最小输出电流Iomin作为电感临界连续电流来设计电感，即。在Q关断时，由式2-4得：〔3-2〕由Lf≥Lf(min)，取Lf=360uH。〔2〕滤波电感Lf设计①的电流时单向流动的，流过绕组的电流具有较大的直流分量，并叠加一个较小的交流分量，属于第三类工作状态。因此磁芯最大工作磁密可以选的很高，接近于饱和磁密；②的电流最大值为；〔3-3〕③初选磁芯大小。初步选择TOKIN公司的FEER42磁芯，其有效导磁面积；④初选一个气隙大小，以计算绕组匝数。取气隙，由式子得：〔3-4〕取N=4匝；⑤核算磁芯最高工作磁密Bm。由下式计算得：〔3-5〕FEER42磁芯的材质为2500B,其饱和磁密为，显然，符合要求。⑥计算绕组的线径。输出滤波电感电流有效值的最大值，取电流密度为，用线径为的漆包线，则需要其根数为：〔3-6〕取根。⑦核算窗口面积。当用26根由线径为的漆包线来绕制时，其总的面积为：〔3-7〕取填充系数，则需要磁芯的窗口面积为：〔3-8〕手册说明，FEER42的窗口面积为，远远超过所需窗口面积，因此可以绕下。⑧从前面的分析中可知，用FEER42磁芯来绕制输出滤波电感是合理的。综上，由于FEER42较常用，一般都选用该种磁芯；同时工作磁密远远小于饱和磁密，其铁损非常小。3.3滤波电容Cf〔1〕滤波电容量Cf计算在开关变换器中，滤波电容通常是根据输出电压的纹波要求来选取。该Buck变换器的输出电压纹波要求Vout(p-p)<25mv。假设设，即全部的电感电流变化量等于电容电流的变化量，电容在时间间隔内充放电，电容充电的平均电流：〔3-9〕电容峰峰值纹波电压为：〔3-10〕因此，得：〔3-11〕取，D=0.4时，Cf的值最大。即：〔3-12〕由Cf≥Cf(max)得，取Cf=10uF。〔2〕滤波电容的耐压值输出滤波电容的耐压值决定于输出电压的最大值，一般比输出电压的最大值高一些，但不必高太多，以降低成本。由于最大输出电压为24V，则电容的耐压值为24V。〔3〕滤波电容的选取由输出滤波电容的电容量Cf=4.7uF，耐压值为24V，留有一定的裕量，则选取10uF/50V电容。3.4开关管Q该电路的输入电压是30V~60V，则开关管耐压值为60V，电流的最大值为〔3-13〕其开关频率为，因此选用的MOSFET管MTD6N15T4G，其额定值为。3.5续流二极管D续流二极管所承受的最大反向电压为Vin=60V；在时，二极管电流的有效值为〔3-14〕续流二极管的工作频率为f=200KHz。考虑一定的裕量，选用肖特基二极管SR150-1，其电压和电流额定值为：120V/2A。第四章Buck变换器双闭环控制4.1电路双闭环控制构造整个系统的双闭环控制构造图如图4.1。iL*iL*-+GvUo*+iL1/RUoKPWMGi(1/SC)//Rc-+1/SL-+-图中Gv、Gi网络传函需根据各环传函的特性设计相应的零极点以及增益值，使系统传函到达我们的目标函数。下面对电路进展分析，从电流内环的设计到电压外环的设计。4.2电流内环设计先不考虑电压环，则电流内环框图如以以下列图4.2。iLiL*iL+KPWMGi1/SL-UD图4.2电流内环控制框图未参加补偿网络Gi校正时，电路的开环传函为〔4-1〕其中，画出其幅频特性与相频特性曲线图，如图4.3.图4.3未加补偿时系统传函伯德图由分析可知，积分环节的幅频特性为一斜率为-20dB的曲线图，含一零极点。相频特性为-90度平行线。为了使电流环能迅速跟踪基值变化，参加补偿网络，设计将之前的积分环节变成如下特性曲线。图4.4方案参加补偿后的伯德图图中，含A、B两转折点，设定A处角频率〔4-2〕〔4-3〕B处角频率〔4-4〕根据这些条件，我们可以推出所加补偿网络的传函〔4-5〕参加了补偿环节后，系统的开环传函为〔4-6〕由可解得，代入各数值，画出此时电路的幅频特性以及相频特性图，如图4.5。图4.5校正后系统传函伯德图4.3电压外环设计电压环控制框图如下。iLiL*-+GvUo*iLUoG’i(S)(1/SC)//Rc图4.6电压环控制框图设计电压环时，我们也希望将其开环特性设计成如下曲线。图4.7方案所要设计的电压环〔曲线3〕上图中，曲线3为我们设计所要到达的电压环特性曲线，尽量做到D点所对应的频率小于A点所对应的频率。为在设计电压环之前，先看一个问题，由之前的电流开环可求出电流闭环传函，〔4-7〕其伯德图如下，图4.8电流闭环传函伯德图实际上在B点之前，对于电压环而言，电流环等效于增益为1、相角为0的环节，这样，在设计电压环时，便可对电流闭环作一简化，将其等效为一比例环节，增益为1。电压环未参加补偿时，电路开路传函为〔4-8〕该传函频率特性曲线如以以下列图，图4.9未加补偿网络时电压开环传函伯德图图4.9中，幅频特性中包含一个极点，〔4-9〕包含一个零点，〔4-10〕根据图4.7中的曲线3以及4.9中的幅频特性曲线，可推测补偿网络传函形式：〔4-11〕零点由大致确定，受到限制。具体参数需要通过Simulink仿真，观察输出电压和电感电流波形找到满足电路输出要求的参数。在这里，取，，。作出该补偿网络的幅频与相频特性曲线图。图4.10电压环补偿网络传函伯德图参加补偿网络后，整个电路系统的开环传函，其特性曲线如下。图4.11系统总的开环传函第五章Buck变换器闭环系统的仿真5.1开环Buck电路的建模及仿真〔1〕在Simulink中搭建Buck电路的仿真模型，使用开关器件是MOSFET，如图5.1所示。图5.1开环Buck电路在MATLAB中模型图5.2输出电压波形图5.3输出电流波形〔2〕将图5.2、图5.3仿真波形放大，观察得到电路输出电压为11.2V，电流输出为0.94A，显然不满足设计要求，在对滤波电感、电容进展调节时，可以发现这样的规律：电感越小，超调越大，越稳定；电容越小，超调越小，纹波越大。因此，需要在稳定度，超调量，纹波电压之间进展折衷，对电感、电容进展调节。因此需要对电路进展闭环调节，本设计采用PI和PID两种控制校正方式[15]。5.2闭环Buck电路的建模及仿真利用小信号模型，对Buck电路进展建模，得到其开环传递函数为：〔5-1〕其中，Rc为滤波电容的ESR，Buck电路的纹波电压，主要是由电容的寄生电阻ESR和电容容量决定，所以要想对电路纹波进展对比准确地控制必须考虑寄生电阻的影响，而对于一般的电容，其C与寄生电阻Rc的乘积趋于常数，约为。本例中取为。所以。代入数据得：〔5-2〕画出其开环状态下的伯德图如下：图5.4开环状态下伯德图输入程序如下：>>num=[1.92e-3,24];>>den=[22.5e-8,2.5e-5,1];>>G=tf(num,den);>>margin(G)>>grid由伯德图可知，幅值穿越频率为，相角稳定裕。根据稳定环路的准则：一、幅频曲线的穿越频率范围为开关频率的1/5～1/4,因为本文所选开关频率为，而此时穿越频率，显然穿越频率过大。二、系统的相位裕量至少要为45°，而此时相角稳定裕度为45.4°，基本满足要求。所以下面的工作主要考虑若何减小穿越频率，从而到达系统的控制要求。本文将从PI和PID两种控制方法研究解决这个问题。5.3PI控制方法的仿真设计根据开环系统的伯德图并结合PI控制器的特点可知在系统中加上PI控制器可以减小系统的幅频特性，相当于整条幅频特性曲线下移，从而到达减小穿越频率的目的。它用积分代替了滞后网络传递函数分母的惯性环节，所以可以提高系统的误差型别。又因为它有又半平面的开环零点，可以缓和PI零极点对系统稳定性产生的不利影响。只要积分时间常数足够大,积分对系统的不利影响可大为减少，所以它可以在不明显影响稳定性的根基上，减小甚至消除系统的稳定误差。除了改善系统的动态性能外，PI控制器还可以改善系统的稳态性能，所以PI控制器的效果优于滞后校正网络。与之后校正网络一样的是由于其复制的高频衰减作用，它也使系统的响应速度下降，这也是PI控制器的主要缺点[16][17]。下面给出具体的方法。PI控制器的传递函数为：〔5-3〕由系统稳定准则知系统稳定时的穿越频率取值范围为4000～5000Hz，取开关频率为4800Hz，根据系统的开环伯德图，其对应的赋值为16dB。所以，，，取，所以对应的PI参数P=0.16，I=10。在实际的调整过程中有对参数进展了微调，最终P=0.12，I=10。加上PI控制器后的电路模型如下：图5.5加PI校正后仿真电路参加PI控制器后的输出电压、电流波形如下：图5.6输出电压波形图5.7输出电流波形由图可以看出纹波电压为40mV,换载时有一定的尖峰电压，但仍基本上满足要求；换载前电流为0.994A，换载后电流为0.5A，换载前的电流有一点偏小，这是需要完善的地方。其他系统指标要求也基本上到达要求，综合几方面的考虑，参加PI控制器这种方法切实可行，取得了预期的效果。下面又对PID控制方法进展了探索，希望能得到更好的控制精度。5.4PID控制方法的仿真设计上一局部PI控制方法虽然基本上到达了控制要求，但仍有缺乏之处，下面尝试用PID控制策略使其到达更理想的控制要求。PID控制就是指校正环节采用这种形式的比例积分微分环节。本文采用凑试法确定PID调节参数，凑试法是通过模拟〔或闭环〕运行观察系统的响应〔例如，阶跃响应〕曲线，然后根据各调节参数对系统响应的大致影响，反复凑试参数，以到达满意的响应，从而确定PID的调节参数。增大比例系数一般将加快系统的响应，这有利于减小静差。但过大的比例系数会使系统有较大的超调，并产生振荡，使稳定性变坏。减小有利于加快系统响应，使超调量减小，稳定性增加，但对于干扰信号的抑制能力将减弱。[18]在凑试时，可参考以上参数分析控制过程的影响趋势，对参数进展先比例，后积分，再微分的整定步骤。其具体步骤如下：首先整定比例局部。将比例系数由小调大，并观察相应的系统响应，直至得到反响快、超调小的响应曲线。如果系统没有静差或静差小到允许的范围之内，并且响应曲线已属满意，那么只需要用比例调节器即可，最优比例系数可由此确定。当仅调节比例调节器参数，控制精度还达不到设计要求时，则需参加积分环节。整定时，首先置积分常数为一个较小值，经第一步整定得到的比例系数会略为增大〔如增大20%〕，然后增大积分常数，使系统在保持良好动态性能的情况下，静差得到消除。在此过程中，可根据响应曲线的好坏反复修改比例系数和积分常数，直至得到满意的效果和相应的参数。应该指出，在整定中参数的选定不是惟一的。事实上，比例、积分和微分三局部作用是相互影响的。[19]从应用角度来看，只要被控制过程的主要性能指标到达设计要求，那么比例、积分和微分参数也就确定了。最终得到的一组较理想的参数为P=2.2，I=88，D=0.001。参加PID控制器的电路拓补构造如下：图5.8加PID校正后仿真电路输出电压、电路波形如下：图5.9输出电压波形图5.10输出电流波形由输出电压、电流波形知，各项指标都到达了较高的控制精度。PID控制方法也有很多缺乏之处，而且PID参数的选取过程中花费了大量的时间，还有其它更好的选取方法值得我去借鉴，这将在以后的学习过程中去实施。第六章总结与展望近年来，DC/DC开关变换器以其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻等优点，广泛应用于电子产品中。开关变换器的总体开展趋势为：高效率、低压大电流、智能化设计、标准化工作等。本文研究了BUCK型DC/DC变换器的主电路构造及工作原理，分析了PID双闭环控制，并对其双闭环控制进展了仿真验证。通过本次课题的研究与实践，使我得到了进一步的锻炼，加深了电力电子方面的知识。由于本人水平及经历的限制，本次设计还有很多不到位的地方，值得我在今后的学习研究中去完善，主要有以下几个方面：研究DC/DC变换器的其它拓扑构造，并将各种拓扑构造的性能特点做对比。研究Buck变换器其它的现代控制方法，了解它们的构造和原理。进一步提高Matlab软件的应用水平，为仿真与设计更多电路打下良好的根基。控制电路设计摘要本文的写作目的，是为给设计师们提供一个实际性的说明，那就是线性补偿技术在电源转换与电流反响操作中是若何应用的。一个组织管理严密的系统电路需要一开场就有一个根基的电流反响操作理论的支持，并且通过一步步的设计步骤，从初步阶段应用到一个简单升压调节器，然后再扩展到其他的拓扑学与算数控制学中去。matchad模拟器也验证了设计样本中幅相裕度整定在分布设计中是存在的，并且还影响着实验的分析报告。一、简介验证所提议的电源供给解决方案的稳定性，一直就是电路设计过程中一个极具挑战性的方面。最让你感到窘迫的，并不是你最为得意之作的电路板正在实验的重要阶段中，被突然闯入的无序振荡所打乱，而是你实验恰恰验证了许多电路设计者感到最为头疼的数据分析。电路设计师常常强调，在实验室里要注重切换实验的实用价值，或者是以复杂的数学模式为电脑集成系统所需要的数据处理。然而这两者的方向都是以电路设计的前提为根基。于是，对反响原理最基本的理解将帮助我们去定义承受性补偿网系统的最小值计算范围。二、稳定性的界定图1稳定的定义图1直接展示了至少一个关于稳定性的界定。用最简洁的术语来说，如果一个电路系统是稳定的，就算被从某些来源说产生的微扰所压制时，返回的微扰的也将会一并抵消。需要注意的是，在任何实用电路中，不稳定性不会导致一个完全无束缚的反响，这就如同电路既会到达饱和状态——也会处于缺损状态一样。正在调节器转化过程中的振荡极有可能在零和百分之一百间的负荷周期中波动，并且这种变化不可能阻止失败，它将最终制约不稳定电路的回流电。图2展示的是另外一个设想的稳定性。尽管该图形象地展示了电路稳定性的观点，但与此同时，也指出了我们必须将大信号的稳定性与小信号的稳定性严格区分开来。然而小信号的稳定性是一个非常重要和非常需要的判断标准，一个电路也可以满足这个要求，并且会与一个大信号的微扰一起变得不稳定。重要的是，电路设计师们需要记得，所有我们可能执行的幅相裕度整定计算仅仅只是确保了小信号的稳定性。这些计算结果主要依靠——并且只适用于——线性电路，和一个转换调节器——被定义为——非线性的电路。我们通过用围绕小信号直流工作点周围小信号的微扰，来演算我们的分析结果，去解决这个迷团。这之中的具体差异将会在接下来的设计过程的有关探讨来说明。图2强信号和弱信号三、反响电流控制原理展示的是一个最基本的调节器，在这里，不受控制的电压来源〔或者电流，或者功率〕将会被应用到电路的输入，且在输出过程中被这个不受控制的电压〔电流或者功率〕的预期值完全的掌控。电流控制的根基是一些基准电压的构造，任何在输出电流和基准电压之间的偏差都是会导致电路的错误。在一个反响操作电路中，负反响回流电是用来减少在可承受的标准内这种错误——就如我们希望能从一开场付出努力，一直坚持到最后能成功一样。然而，按照典型的案例来说，我们也希望让错误不会那么快的发生，但是回流电控制电路本身就存在着频率响应与电路稳定性的互换。回流电路的频率响应越多，不稳定的不安全性就越大。在这一点上我们应该注意，另外一个控制方法——前反响。通过前反响的控制，一个控制信号将被直接地开展到去回应一个输出波动或者微扰中。前反响没有回流电那么精准，因为检测输出电流不是那么复杂难懂，然而，无法否认的是，等待一个输出电流的错误信号会被发现，而且前反响控制无法产生不稳定性。需要清楚说明的是，典型的前反响控制将不像只有一个电压调节器的控制线路那么有效，但是前反响的控制经常被用于和反响一起去加快调节器对动态输入变动的响应频率。图3中的电流图阐述了反响控制的根基，目标就是为了输出功率能跟着可以预测的基准电压，为了将外部微扰的影响，如同输出功率的变动一样，能会被减少到输出功率所能承受的等级上。图3反响控制流图如果没有反响电