毕业设计-数字基带传输系统性能的研究及仿真

0前言与模拟通信相比，数字通信具有许多优良的特性。在过去，它的主要缺点就是设备复杂并且需要较大的传输带宽。但是，近年来，随着通信技术的迅速开展，大规模集成电路的出现，数字通信系统的设备复杂程度和技术难度大大降低，同时高效的数据压缩技术以及光纤等大容量传输介质的使用正逐步使带宽的问题得到了解决。因此，数字传输方式日益受到欢送。目前，虽然数字基带传输不如带通传输那样应用广泛，但对于基带传输系统的研究仍是十分有意义的。这是因为，第一，在利用对称电缆构成的近程数据通信系统中广泛采用了这种传输方式；第二，随着数字通信技术的开展，基带传输方式也有迅速开展的趋势，目前它不仅用于低速数据传输，而且还用于高速数据传输；第三，基带传输中包含带通传输的许多根本问题，也就是说，基带传输系统的许多问题也是带通传输系统必须考虑的问题；第四，理论上也可以证明，任何一个采用线性调制的带通系统，可以等效为一个基带传输系统来研究。因此，基带传输系统是研究数字通信系统的根底。所以，数字基带传输系统具有十分重要的研究意义[1]。同时，现代社会开展要求通信系统功能越来越强，性能越来越高，构成越来越复杂，要求通信系统技术研究与产品开发缩短周期，降低本钱，提高水平。这样锋利对立的两个方面要求，只有通过使用强大的计算机辅助分析技术和工具才能实现。现代计算机科学技术的快速开展，已经研发出了新一代的可视化的仿真软件，这些功能强大的仿真软件，使得通信系统的仿真技术得到了更快的开展。通信系统仿真贯穿通信系统工程设计的全过程，对通信系统的开展起着举足轻重的作用。通信系统的仿真具有广泛的适应性和极好的灵活性，有助于更好的研究通信系统的性能。MATLAB是一种适用于工程应用各领域分析设计与复杂计算的科学计算软件，由美国Mathworks公司于1984年正式推出。MATLAB是矩阵(Matrix)和实验室(laboratory)两个英文单词的前三个字母的组合，它是一种以矩阵运算为根底的交互式程序语言，着重针对科学计算，工程计算和绘图的要求，现已成为大学教学和科研中最常用且必不可少的工具[2]。MATLAB提供的动态仿真工具可以有效地对系统进行建模，由于仿真过程是交互式的，可以灵活改变仿真参数，并且可以立即得到修改参数后的仿真结果。因此，通过运用MATLAB对数字基带传输系统进行仿真，可以更直观更有效地对数字基带传输系统的性能进行分析与研究。1数字基带传输系统1.1概述随着数字通信技术的迅速开展，数字处理的灵活性使得数字传输中传输的数字信息既可以来自计算机、电传机等数据终端的各种数字代码，也可以来自模拟信号经数字化处理后的脉冲编码信号等。在原理上，数字信息可以直接用数字代码序列表示和传输，并且选用一组取值有限的离散波形来表示。这些取值离散的波形可以是未经调制的电信号，也可以是调制后的信号。未经调制的数字信号所占据的频谱是从零频或很低的频率开始，称为数字基带信号[3]。在某些具有低通特性的有线信道中，特别是在传输距离不太远的情况下，基带信号可以不经过载波调制而直接进行传输。例如，在计算机局域网中直接传输的基带脉冲。这种不经过载波调制而直接进行传输数字基带信号的系统，称为数字基带传输系统。1.2数字基带传输系统结构简单的说，信源的信息以数字基带信号的形式从发送端经由信道传到接收端的收信者，所构成的系统称为数字基带传输系统。数字基带传输系统的模型主要由信道信号形成器〔发送滤波器〕、信道、接收滤波器、抽样判决器、同步提取电路五个局部组成，其原理框图如图1-1所示：图1-1数字基带传输系统的结构Fig.1-1digitalbasebandtransmissionsystem'sstructure图中各方框的功能和信号的传输过程简述如下：1〕信道信号形成器〔发送滤波器〕它的功能是产生适合于信道传输的基带信号波形。因为其输入的信号一般是经过码型编码器产生的传输码，相应的根本波形通常是矩形脉冲，其频谱很宽，不利于传输，发送滤波器用于压缩输入信号频带，把输入码转换成适宜于信道传输的基带信号波形。2〕信道信道是允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如双绞线、同轴电缆等。信道的传输特性一般不满足无失真传输条件，且含有加性噪声，因此会引起传输波形失真。本论文研究的数字基带传输系统采用零均值的高斯白噪声信道，即AWGN信道。3〕接收滤波器它是用来接收信号，尽可能的滤除信道噪声和其他干扰，对信道进行均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决器的判决。4〕抽样判决器抽样判决器那么是在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻(由位定时脉冲控制)对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号。5〕定时脉冲和同步提取用来抽样的位定时脉冲依靠同步提取电路从接收信号中提取，位定时脉冲的准确与否将直接影响判决结果[4]。1.3基带信号的选择在实际的基带传输系统中，并非所有的数字基带信号都能在信道中传输，其原因如下：基带数字信号含有丰富的直流或低频分量，信道难以满足传输要求；接收时不便于提取同步信号；由于限带和定时抖动，容易产生码间干扰；信号的码型选择和波形的形状直接影响传输的可靠性与信道的利用率。不同形式的数字基带信号〔又称为码型〕具有不同的频谱结构，为适应信道的传输特性及接收端再生、恢复数字基带信号的需要，必须合理地设计数字基带信号，即选择适宜的信号码型。适合于在有线信道中传输的数字基带信号形式称为线路传输码型。为了在传输信道中获得优良的传输特性，数字基带传输系统信号形式的选择显得非常重要。一般来说，在选择数字基带信号码型时，应遵循以下几个根本原那么：数字基带信号应不含有直流分量，且低频及高频分量也应尽量的少。在基带传输系统中，往往存在着隔直电容及耦合变压器，不利于直流及低频分量的传输。此外，高频分量的衰减随传输距离的增加会快速地增大，另一方面，过多的高频分量还会引起话路之间的串扰，因此希望数字基带信号中的高频分量也要尽量的少。数字基带信号中应含有足够大的定时信息分量。基带传输系统在接收端进行取样、判决、再生原始数字基带信号时，必须有取样定时脉冲。一般来说，这种定时脉冲信号是从数字基带信号中直接提取的。这就要求数字基带信号中含有或经过简单处理后含有定时脉冲信号的线谱分量，以便同步电路提取。实际经验告诉我们，所传输的信号中不仅要有定时分量，而且定时分量还必须具有足够大的能量，才能保证同步提取电路稳定可靠的工作。基带传输的信号码型应对任何信源具有透明性，即与信源的统计特性无关。这一点也是为了便于定时信息的提取而提出的。信源的编码序列中，有时候会出现长时间连“0”的情况，这使接收端在较长的时间段内无信号，因而同步提取电路无法工作。为防止出现这种现象，基带传输码型必须保证在任何情况下都能使序列中“1”和“0”出现的概率根本相同，且不出现长连“1”或“0”的情况。当然，这要通过码型变换过程来实现。码型变换实际上是把数字信息用电脉冲信号重新表示的过程。此外，选择的基带传输信号的码型还应该有利于提高系统的传输效率；具有较强的抗噪声和码间串扰的能力及自检能力。实际系统中常常根据通信距离和传输方式等不同的要求，选择适宜的基带码型[5]。数字基带信号传输系统的传输码型很多，如AMI码、HDB3码、双相码等。但是，为了研究的方便，在论文的下一章将重点对几种不同形式的二进制基带信号传输的传输过程和系统的抗噪性能进行详细地分析和研究，传输码型不作为本论文研究的重点，在此就不再对其做过多的介绍。2二进制基带传输系统的抗噪性能本章首先对二进制信号传输的AWGN信道的最正确接收原理进行详细的表达，然后重点对正交信号、反极性信号以及开关信号三种二进制信号基带传输系统的传输原理和抗噪性能进行详细的分析与研究。最后对三种二进制信号的星座图作了简单介绍。2.1二进制信号传输在二进制通信系统中，由0和1的序列组成的二进制数据是两种信号波形和来传输的，假设数据率是,那么每个比特就按照规那么：映射为某个对应的信号波形，式中定义为比特时间区间。假设数据比特流中的0和1都是等概率的，即每个出现的概率都是1/2，而且是互为统计独立的。传输信号的信道假设被加性噪声所污损，这样的信道成为加性高斯白噪声信道。就是功率谱为〔W/Hz)的白色高斯过程的一个样本函数。这样接收到的信号就可以表示成：(2-1)接收机的任务就是在接收到信号之后，判断在区间内发送的究竟是0还是1，接收机总是要设计为使过失概率最小，这样的接收机称为最正确接收机[6]。2.2AWGN信道的最正确接收机AWGN信道的最正确接收机由两局部组成：一个是信号相关器或匹配滤波器；一个是检测器。本节主要以正交信号的二进制基带传输系统为例，对信号相关器、匹配滤波器、检测器的根本工作原理进行详细的分析，并研究正交信号的二进制传输系统的抗噪性能。2.2.1信号相关器信号相关器是将接收到的信号与两个可能发送的信号做互相关运算，如图2-1所示。也就是说，信号相关器在区间内的两个输出如式2-2：(2-2)在时刻对这两个输出进行抽样，并将抽样输出送入检测器。图2-1接收信号与两个发送信号的互相关Fig.2-1Cross-correlationofthereceivedsignalwiththetwotransmittedsignals假设两个正交信号的波形和如图2-2所示，并先假设是已发送信号，那么已接收的信号是：(2-3)图2-2和的信号波形Fig.2-2Signalwaveformsand当信号用图2-1所示的两个相关器处理是，在抽样瞬时的输出和为：(2-4)和(2-5)其中，和都是在信号相关器输出的噪声分量，即(2-6)而是信号和的能量。并且由于这两个信号的波形是正交的，即(2-7)另一方面，当是已发送信号时，接收信号那么是：(2-8)那么这种情况下信号相关器的输出为：(2-9)(2-10)所以，当发送信号为和时在区间内两个无噪声相关器输出分别为图2-3〔a)、(b)所示：图2-3无噪声相关器的输出Fig.2-3Noise-freecorrelationoutputs因为是功率谱为的高斯白噪声过程的一个样本函数，所以噪声分量和也是零均值高斯型的，所以有：〔2-11〕并且方差为：(2-12)因此，当被发送是，和的概率密度函数是：(2-13)和的概率密度函数的图像如图2-4所示。类似的，当被发送时，就是零均值和方差为的高斯随机变量，而那么是均值为ξ和方差为的高斯随机变量。 图2-4当被发送时的概率密度函数和Fig.2-4Probabilitydensityfunctionsandwhenistransmitted2.2.2匹配滤波器在对接收信号滤波时，使输出信号信噪比最大的线性滤波器称为匹配滤波器[7]。设接收滤波器的传输函数，冲激响应，滤波器输入码元的持续时间为，信号和噪声之和为：(2-14)式中：为信号码元，为高斯白噪声。并设信号码元的频谱密度函数为，噪声的双边功率谱密度为，为噪声单边功率谱密度。由于假定滤波器是线性的，根据线性电路叠加定理，当滤波器输入电压中包括信号和噪声两局部时，滤波器的输出电压中也包含相应的输出信号和输出噪声两局部，即(2-15)其中，(2-16)为了求出输出噪声功率，由公式：(2-17)可知，一个随机过程通过线性系统时，其功率谱密度等于输入功率谱密度乘以系统传输函数的模的平方。所以，这时的输出噪声功率等于(2-18)因此，在抽样时刻上，输出信号瞬时功率与噪声平均功率之比为(2-19)为了求出的最大值，我们利用施瓦兹不等式：(2-20)当时，上式等号成立，其中k为任意常数。将式〔2-19〕右端的分子看作是式〔2-10〕的左端，并令，那么有：(2-21)式中：,为信号码元的能量。而且当(2-22)时，式〔2-21〕的等号成立，即得到最大的输出信噪比。在白噪声干扰的背景下，按上式设计的线性滤波器，将能够在给定时刻上获得最大输出信噪比()，是输出信噪比最大的时刻。这种滤波器就是最大信噪比意义下的最正确线性滤波器，它的传输特性与信号码元频谱的复共轭相一致，称此滤波器为匹配滤波器[8]。匹配滤波器的特性还可以用冲激响应函数：(2-23)由式〔2-23〕可见，匹配滤波器的冲激响应就是信号的镜像，但在时间轴上(向右)平移了。一个实际的匹配滤波器应该是物理可实现的，其冲激响应必须符合因果关系，在输入冲激脉冲参加前不应该有冲激响应出现，即必须有：(2-24)即要求满足条件：(2-25)或满足条件：(2-26)由上述条件说明，接收滤波器输入端的信号码元在抽样时刻之后必须为零。通常选择在码元末尾抽样，即选。故匹配滤波器的冲激响应可以写为(2-27)这时，假设匹配滤波器的输入电压为，那么输出信号码元的波形为：(2-28)式〔2-28〕中说明，匹配滤波器输出信号码元波形是输入信号码元波形的自相关函数的倍。是一个任意常数，它与的最大值无关；通常取。匹配滤波器的性能：信号不同，对应的匹配滤波器也不同；信号通过匹配滤波器会产生严重的波形失真；匹配滤波器只能用于数字信号的接收；最大信噪比只与信号能量及高斯白噪声的功率谱密度有关，与信号波形无关[9]。匹配滤波器为处理接收到的信号提供了另一种方法。匹配滤波器的接收原理如图2-5所示。图2-5匹配滤波接收的原理Fig.2-5Theprincipleofmatchedfiltersreceives对于信号波形，，匹配滤波器的冲激响应为：(2-29)当输入波形是时，在匹配滤波器输出端的信号波形由下面的卷积积分给出：(2-30)如果将式〔2-29〕中的代入是〔2-30〕，可得：(2-31)如果在时对抽样，可得：(2-32)其中，ξ是信号的能量。因此，匹配滤波器在的瞬时抽样输出与信号相关器的输出是一样的。假设两个匹配滤波器的冲激响应是：(2-33)用匹配滤波器对图2-2所示的两个信号进行接收处理，计算其输出。将信号反转得到，然后将反转的信号延迟就得出。如图2-6所示：图2-6对信号和的匹配滤波器的冲激响应Fig.2-6Impulseresponsesofmatchedfiltersforsignalsand当信号波形被发送时，那么接收到的信号通过这两个匹配滤波器。那么冲激响应的滤波器对信号分量的冲激响应为：(2-34)冲激响应为的滤波器对信号分量的冲激响应为：(2-35)当信号被发送时，两个滤波器的输出波形和的波形如图2-7(a)和(b)所示：图2-7当被发送时匹配滤波器的信号输出Fig.2-7Signaloutputsofmatchedfilterswhenistransmitted当信号波形被发送时，那么是已接收到的信号通过这两个匹配滤波器。那么冲激响应的滤波器对信号分量的响应为：(2-36)冲激响应为的滤波器对信号分量的冲激响应为：(2-37)当信号被发送时，两个滤波器的输出波形和的波形如图2-8(a)和(b)所示：图2-8当被发送时匹配滤波器的信号输出Fig.2-8Signaloutputsofmatchedfilterswhenistransmitted经过上述分析可以发现，无论信号是用信号相关器还是用匹配滤波器接收，当被发送时，只有通过信号相关器0或者匹配滤波器0，才能在时刻的瞬时抽样值为到达最大为ξ，而通过信号相关器1或者匹配滤波器1在时刻的瞬时抽样值为“0”。同理，当被发送时，只有通过信号相关器1或者匹配滤波器1，才能在的瞬时抽样值最大为ξ，而经过信号相关器0或者匹配滤波器0处理后在时刻的瞬时抽样值为“0”。由以上分析可以看出，虽然信号相关器和匹配滤波器的原理不同，但信号经过它们处理之后输出的结果是一样的。2.2.3检测器检测器观察到信号相关器或匹配滤波器的输出和，并判决所发送的信号波形是还是，也就分别相当于相应的传输的是一个“0”或者“1”。能使过失概率最小的检测器称为最正确检测器[10]。现在以图2-2所示的信号的检测器为例，来分析二进制检测的原理。假设这些信号都是等概率并且具有相等能量。这两个信号的最正确检测器将比拟和，并且做出判断：当时传输的是“0”，当时传输的是“1”。并计算出过失概率。当发送的信号波形是时，过失概率为：(2-38)因为和都是零均值高斯随机变量，它们的差也是零均值高斯型的，随机变量的方差是：(2-39)因为这些信号是正交的，所以，即(2-40)因此(2-41)所以，过失概率为：(2-42)式中比值称为信噪比(SNR)。由于在这个数据序列中的0和1是等概率的，同理可以证明当传送的信号波形为时得出的过失概率与传送是的过失概率相同。所以正交信号的二进制基带传输系统平均过失概率如式2-42所示[11]。2.3其他二进制信号的基带传输在上一节所讨论的是基于利用正交信号的二进制传输方法，在本节将继续讨论基于利用另外两种二进制信号的基带传输方法，一种是使用反极性信号，另一种使用开关信号。本节将会对反极性信号和开关信号这两种二进制信号的基带传输的根本原理与系统的抗噪性能进行相应的分析，并且与正交信号的基带传输系统的抗噪性能进行简单的比拟。2.3.1反极性信号的基带传输如果一种传输信号波形是另一种信号的负值，那么称这两种信号是反极性的。例如图2-9(a)给出了一对反极性信号，而图2-9(b)给出了另一对反极性信号。图2-9反极性信号对举例Fig.2-9Examplesofpairsofantipodalsignals现在设想用反极性信号波形和来传输二进制信息。其中，是能量为ξ的某任意波形，从AWGN信道接收到的信号波形可表示为：(2-43)用于恢复该二进制信息的最正确接收机使用了一个信号相关器或与匹配的匹配滤波器，再紧跟着一个检测器，如图2-10(a)、(b)所示：图2-10对于反极性信号的最正确接收机Fig.2-10Optimumreceiverforantipodalsignals假设发送的信号是，接收到的信号就是：(2-44)在时刻瞬时抽样，信号相关器或者匹配滤波器的输出是：(2-45)其中，是信号的能量，是加性噪声分量，可以表示为：(2-46)因为加性噪声过程是零均值的，因此有。噪声分量的方差是:(2-47)结果，当发送的信号是时，检测器的输入是：，的概率密度函数为：(2-48)类似地，当发送的信号波形是时，检测器的输入是：(2-49)这时的概率密度函数为：(2-50)那么这两个概率密度函数如图2-11所示：图2-11检测器输入的概率密度函数Fig.2-11Probabilitydensityfunctionsfortheinputtothedetector必须在和之间找一个适宜的阈值作为检测器的判决门限，将输入到检测器中的信号与阈值相比拟，假设，那么判决为是信号被发送；假设，那么判决为信号被发送。可见，在二进制基带信号的传输过程中，噪声引起的误码有两种过失形式：发送的是“1”码。却被误判为“0”码；发送的是“0”码，却被误判为“1”码。下面分别计算着两种过失概率，找出一个适宜的阈值作为检测器的判决门限。发“1”误判为“0”的概率为：(2-51)发“0”误判为“1”的概率为：(2-52)假设信源发送“0”的概率为，发送“1”的概率为，那么二进制基带传输系统的总过失概率为：(2-53)将式2-51和式2-52代入式2-53中，误码率与发送概率、，信号的能量，噪声分量的方差以及判决门限，在、，信号的能量，给定的情况下，可以找到一个使误码率最小的判决门限电平，称为最正确判决电平。令，由式2-51、式2-52、式2-53可以求得最正确判决电平为：(2-54)对于等概率的信号波形，即，那么有最正确判决电平。这时，可以计算出反极性二进制基带传输系统的总误码率为：(2-55)将反极性信号的误码率与式2-42给出的正交信号的基带传输系统的误码率比拟可以看出，对于同样的发送信号的能量，反极性信号的二进制基带传输系统具有更好的性能。换种方式说，当系统限定相同的误码率的情况下，反极性信号只需要使用正交信号一半的发送能量，所以，反极性信号的基带传输系统比正交信号在效率上要高出3dB[12]。2.3.2开关信号的基带传输二进制信息序列也可以通过开关信号来传输。在本节将分析利用开关信号的基带传输系统的抗噪性能。二进制信息序列通过开关信号传输时，为了发送一个“0”，在持续的时间区间内不传送任何信号；为了发送一个“1”，那么传送信号波形。于是，接收到的信号波形可以表示为：(2-56)其中，代表加性高斯白噪声。与反极性信号的情况一样，最正确接收机由一个信号相关器或与匹配的匹配滤波器〔它的输出在时刻被抽样〕和一个检测器组成，它将输出与阈值进行比拟，假设，那么判为传输的是“1”；否那么，就判为传输的是“0”。利用开关信号的基带传输系统的检测器的输入可以表示为：(2-57)其中，是零均值、方差的高斯随机变量。因此，随机变量的的条件概率密度函数是：(2-58)它们的概率密度函数如图2-12所示：图2-12检测器输入的概率密度函数Fig.2-12Probabilitydensityfunctionsfortheinputtothedetector为了让检测器获得最正确的检测结果，同样需要寻找一个最正确的判决门限。假设判决门限是，传输的是“1”，误判为“0”的概率为：(2-59)传输的是“0”，误判为“1”的概率为：(2-60)同样，假设假设信源发送“0”的概率为，发送“1”的概率为，那么二进制基带传输系统的总过失概率为：(2-61)令，由式2-59、式2-60、式2-61可以求得最正确判决门限电平为：(2-62)对于等概率的信号波形，即时，那么有最正确判决电平。这时，如可以计算出反极性二进制基带传输系统的总误码率为：(2-63)由式2-63可以看出，使用开关信号的二进制基带传输系统的误码率的性能不如反极性信号基带系统那么好，甚至与之相比差6dB。与正交信号相比差3dB。但是，对于开关信号而言，其平均发送的能量比反极性信号少一半，所以在与其他信号类型进行性能比拟时，也应该考虑这个差异。2.4二进制信号的星座图对于正交信号、反极性信号以及开关信号这三种二进制信号都可以在几何上用“信号空间”中的点来表示，在反极性信号的情况下，信号是和，每个信号都具有能量，两个信号的点落在实线上的点处，如图2-13(a)所示。反极性信号的一维几何表示之所以可能，是因为仅用一个信号波形或基函数，即，就足以在信号空间内表示出这对反极性信号。开关信号也是一维信号，所以两个信号落在实线上0和点处，如图2-13(b)所示。另一方面，二进制正交信号需要有一个二维的几何表示，因为它存在两个线性独立的函数和，它们构成了两种信号波形。所以，对应于这两个信号的信号点就在和上，如图2-13(c)所示。所以，图2-13所示的二进制信号的几何表示就称为信号星座图[13]。图2-13二进制信号的星座图Fig.2-13Signalsconstellationsforbinarysignals3MATLAB仿真的介绍MATLAB是通信系统仿真最常用的软件之一，通过MATLAB对通信系统的仿真可以更直观地分析和研究系统的性能。本论文运用MATLAB对数字基带传输系统的抗噪性能进行了MonteCarlo仿真估计。为了后续仿真过程更加流畅的进行，在本章将对MATLAB、计算机软件仿真的步骤以及MonteCarlo仿真方法进行相应的介绍。3.1MATLAB简介MATLAB是一种适于工程应用各领域分析与复杂计算的科学计算软件，由美国Mathworks公司于1984年正式推出。它是一种以矩阵运算为根底的交互式程序语言，着重针对科学计算、工程计算和绘图要求，现已成为通信领域必不可少的工具[14]。MATLAB是一种编程语言和可视化工具，它能对数据已图形的方式显示出来，使数据间的关系更加明了。运用MATLAB可以对通信系统进行建模，对通信模型进行仿真。通过对系统的仿真可以清晰直观的对系统的性能进行研究。因此，MATLAB是通信系统仿真必不可少的工具。3.2仿真实验与仿真分析仿真实验仿真实验是一个或者一系列针对仿真模型的测试。在仿真实验的过程中，通常需要屡次改变仿真模型输入信号的数据，以观察和分析仿真模型对这些信号的反响，以及仿真系统在这个过程中表现出来的性能。需要强调的一点是，仿真过程使用输入的数据必须具有一定的代表性，即能够从各个角度显著地改变输出信号的数值，同时也要能够很明显的表达出仿真系统的性能[15]。实施仿真之前要确定的另外一个因素是性能尺度。性能尺度指的是能够衡量仿真过程中系统性能的输出信号的数值〔或根据输出信号计算得到的数值〕，因此，在实施仿真实验之前，首先要确定仿真过程中应该收集那些仿真数据，这些数据以什么样的格式存在以及要收集多少数据等。在明确了仿真系统对输入信号和输出信号的要求后，最好把所有的数据设置整理成一份简单的文档，以便记住仿真设计过程中的一些细节，最后，还要明确各个输入信号的初始值以及仿真系统内部各个状态的初始值。仿真程序的运行实际上是计算机的计算过程，这个过程一般不需要人工干预，花费的时间由仿真的复杂度确定，如果需要在比拟系统在不同的参数设置下的性能，应该注意要控制单一变量，这样才能够保证对仿真结果的分析和比拟的客观性和可靠性。仿真分析仿真分析是一个通信系统仿真流程中的最后一个步骤。在仿真分析的过程中，用户已经从仿真过程中获得了足够多的关于系统性能的信息，但这些信息只是一个原始的数据，一般还需要经过数值分析和适当的处理才能够获得衡量系统性能的尺度，从而获得对整个仿真系统的总体评价。对于不同信号的通信系统仿真，要将最后的仿真结果进行客观的比拟和分析，最后才能对不同信号的通信系统的性能做出一个综合性的评价。图表是最简洁的分析说明工具，它具有很强的直观性，更便于分析和比拟，因此，仿真分析的结果一般都绘制成图表形式。对于MATLAB这个仿真软件，它具有很强的绘图功能，能够非常便捷的绘制各种类型的图表，有利于对仿真结果的分析与比拟[16]。3.3仿真设计的步骤仿真设计的步骤一般有以下几个方面。1〕仿真问题的提出系统设计之前，应该有一个完整、准确的需求说明。建立系统仿真的第一步，必须清楚、准确地提出仿真试验所要解决的问题。 2〕仿真系统分析 对所提出的仿真系统给出详细定义，明确系统中的模块、系统构成、模块之间的相互关系，系统的输入输出、边界条件以及系统的约束条件，并确定仿真所要到达的目标。3〕建立系统的数学模型 根据仿真系统分析的结果，确定系统中的参数、变量及其相互之间的关系，并以数学形式将这些关系描述出来，从而构成仿真系统的数学模型。数学建模是系统仿真中最关键的一步，所建立的数学模型必须尽可能准确地反映所关心的真实系统的特性，而又不能过于复杂，以免降低模型的效率，增加不必要的计算过程，即建模需要根据求解问题的要求，在模型的近似程度与复杂程度之间折中。通信系统的数学模型通常以方框图形式或数学方程形式来表达。4〕数据收集根据建立的数学模型所需要的数据元素，收集与模型系统有关的数据。5〕根据数学模型建立系统的MATLAB仿真模型系统的MATLAB仿真模型是指数学模型的MATLAB实现。确定仿真模型就是根据数学模型和收集的数据，确定其中各子模块的结构，输入输出接口，输入输出的数据表达形式，数据的存储方式等。然后编制相应的程序流程，最后编写程序设计语言。6〕仿真模型验证仿真模型验证的目的是确定仿真模型是否准确表达了数学模型。由于仿真模型是由程序实现的数学模型，编制程序的错误、求解问题方法选择不当均会导致仿真结果偏离真实值。MATLAB/Simulink提供了非常稳定的数值计算函数，并且由于MATLAB语言更接近数学语言表达，使得在程序调试、查错排错上的花费大大减少，使得用户可以将大量精力集中于数学建模和仿真结果分析上，而不是将时间消耗在程序调试之中。仿真模型验证通常的方法是将数学模型的解析结果〔或理论结果〕与仿真所得到的数值结果相比拟来完成的；或通过的系统输入输出结果，比照在相同条件下的系统仿真结果来验证仿真模型的正确性。7〕仿真模型确实认仿真模型确实认就是确定仿真模型是否按照设计所要求的精度代表实际系统，即仿真模型是否合理。可通过将模型与现实系统相比拟来确认仿真模型。例如，对于无线电信道可以有不同的数学建模，而这些数学模型对于特定条件下的实际无线信道的近似程度往往是不同的。模型验证和确认对于系统仿真结果的有效性是至关重要的。工程实践中，在图上作业时，仿真试验得出相关结果后，还要进行现场踏勘。此时可以验证建模与仿真的结论与实际的测量结果的差异，对仿真模型进行分析和评估。8〕仿真试验设计仿真试验设计就是确定仿真试验方案，包括：系统鼓励信号的设计，系统仿真时间设计，仿真运行次数设计，以及仿真系统的其他参数设计等。9〕仿真模型的运行根据仿真试验设计的方案，让计算机执行计算，并在执行计算的过程中了解仿真模型对于各种不同输入信号以及不同参数和仿真机制下的输出，得出试验数据，从而预测系统在实际环境中的运行情况。10〕仿真结果分析对仿真模型的运行阶段所产生的数据进行分析，其目的是从运行阶段所产生的数据中找出系统运行规律，对仿真系统的性能做出评价，为系统方案的最终决策提供辅助支持。对仿真结果的分析通常采用统计学的分析方法，对仿真数据的可靠性、一致性、置信度等做出判定，最终将仿真结果以动画、曲线、图表和文字等形式形成仿真报告或论文。在MATLAB/Simulink中提供了非常方便的数据分析函数和显示工具，如：作图，示波器，频谱分析仪，动画，统计工具箱中的各种统计分析函数，数据插值等[17]。3.4MonteCarlo仿真方法本论文运用MATLAB软件对数字基带传输传输系统的仿真运用的是MonteCarlo的仿真方法。所以，在本小节将对MonteCarlo仿真方法进行简单地介绍。MonteCarlo方法

即蒙特·卡罗方法。MonteCarlo仿真方法又称统计试验法，它是一种采用统计抽样理论近似地求解数学、物理及工程问题的方法[18]。它解决问题的根本思想是，首先建立与描述该问题有相似性的概率模型，然后对模型进行随机模拟或统计抽样，再利用所得的结果求出特征量的统计值作为原问题的近似解，并对解的精度做出某些估计。MonteCarlo仿真方法的主要理论根底是概率论中的大数定律，要主要手段为随机变量的抽样分析。MonteCarlo仿真方法的特点如下：1〕MonteCarlo仿真分析是通过大量而简单的重复抽样实现的，故计算方法和程序结构都很简单；2〕收敛的概率性和收敛速度与问题的维数无关；3〕适应性强，受问题条件限制的影响较小；4〕收敛速度较慢，不宜用来解决精度要求很高的实际问题。MonteCarlo仿真方法在实际中能否应用的关键问题之一，是能否有简便、经济和可靠的随机数产生方法[19]。随机数的产生方法主要有三类：第一类是利用专门的随机数表；第二类为物理方法，即用物理装置产生随机数；第三类为数学方法，即用专门的运算程序在计算机上产生随机数。前两种方法由于其固有的缺陷而降低了其使用价值。最后一种数学方法是目前使用较广、开展较快的方法。本论文对基带系统的MonteCarlo仿真估计选择的就是利用运算程序在计算机上产生的随机数，也就是所谓数学方法。4二进制基带传输系统的仿真在实际情况下，为了估计某个数字通信系统的过失概率，通常都用MonteCarlo计算机仿真来完成。本章主要研究的内容是通过MATLAB仿真软件对正交信号、反极性信号以及开关信号三种二进制信号的数字基带传输系统进行仿真。通过仿真，对三种二进制信号的基带传输系统的过失概率做出一个验证性的分析，同时也对这三种数字基带传输系统的性能进行比照分析和研究，最终对数字基带传输系统做出综合性的评价。同时，以正交信号的基带传输系统为例，通过不同噪声大小的影响，对正交信号的基带传输系统中检测器接收到的信号的星座图做了简单的仿真，以便进一步研究噪声对系统性能的影响。4.1正交信号的基带系统的仿真对一个使用相关器或匹配滤波器的正交信号的基带传输系统，运用MonteCarlo仿真估计，并画出与SNR的关系曲线图。该系统的仿真模型如图4-1所示：图4-1正交信号基带传输系统的仿真模型4-1Orthogonalsignalbasebandtransmissionsystemsimulationmodel具体仿真过程如下：我们先仿真产生随机变量的和，它们构成了检测器的输入。首先那么需要产生一个等概率出现的并且互为统计独立的二进制0和1的序列。为了实现这一点，那么要使用一个产生范围在(1，0)内的均匀随机数的随机数发生器，如果产生的随机数在(0,0.5)之间，二进制数据源输出的就是0，如果产生的随机数在(0.5，1)之间，那么二进制数据源的输出就是1.假设产生的是一个0，那么，；假设产生的是一个1，那么，。然后，利用两个高斯噪声发生器产生加性高斯白噪声分量和，它们的均值为0，方差。为了便于仿真，可以将信号能量归一化到1()而改变。应该注意的是，这时SNR(定义为)就等于。将检测器的输出与二进制发送序列进行比拟，用过失计数器来计算出比特过失数[20]。运用MATLAB对整个过程的进行仿真，仿真结果如图4-2所示：图4-2正交信号仿真的过失概率与理论过失概率的比拟Fig.4-2Errorprobabilitycomparedwiththeoreticalerrorprobabilityfororthogonalsignalsimulation图4-2示意了在12个不同的SNR的取值下，传输个比特时正交信号的基带传输系统的仿真结果。我们可以清楚的看到仿真结果与式2-42所给出的理论值曲线根本吻合，系统的过失概率随着信噪比SNR的增加成指数减少。同时我们还可以注意到，在个数据比特的情况下仿真能够可靠的估计过失概率在以下；也就是说，如果用个数据比特，在对的可靠估计下应该至少有10个过失。4.2反极性信号的基带系统的仿真本小节将介绍用MonteCarlo仿真估计并画出利用反极性信号的二进制基带传输系统的过失概率性能，该系统的仿真模型如图4-3所示：图4-3反极性信号的基带传输系统的模型4-3Antipodalsignalsinbasebandtransmissionsystemmodel详细的仿真过程如下：我们先仿真随机变量的产生，它是检测器的输入。首先，用一个均匀随机数发生器从二进制数据源中产生一个等概率的二进制信息序列。这个0和1的序列映射为的序列，其中代表信号能量。当产生的是一个1时，那么检测器输入的是；当产生的是0时，那么检测器的输入。然后，用一个高斯噪声发生器产生均值为0，方差为的加性高斯白噪声。为了仿真的方便，将信号的能量归一化到1而改变的值从而改变信噪比SNR。检测器用阈值0与随机变量进行比拟；假设，那么判决传送的比特是一个0；假设，那么判决传送的是一个1。最后将检测器的输出与二进制数据源产生的信息比特序列进行比拟，用过失计数器计算出过失率。运用MATLAB对整个过程的进行仿真，仿真结果如图4-4所示：图4-4反极性信号仿真的过失概率与理论过失概率的比拟Fig.4-4Errorprobabilitycomparedwiththeoreticalerrorprobabilityforantipodalsignalssimulation图4-4示意了在10个不同的SNR值下，传输个信息比特的序列时的反极性信号的二进制基带传输系统的仿真结果。可以看出仿真结果根本上与理论值相一致，系统的过失概率随着信噪比SNR的增加成指数减少。但值得注意的是，对于10000个传输比特，该仿真估计的在10-3以下不太准确。4.3开关信号的基带系统的仿真本节主要介绍利用开关信号的基带传输系统的仿真过程，同样通过MonteCarlo仿真估计并画出使用开关信号的基带通信系统的性能。图4-5所示的就是使用开关信号的基带传输系统的仿真模型。图4-5开关信号的基带传输系统的模型Fig.4-5On-offsignalsinbase-bandtransmissionsystemmodel仿真的具体过程如下：首先，用一个均匀随机数发生器从二进制数据源中产生一个等概率的二进制信息序列。这个0和1的序列映射为0和的序列，其中代表信号能量。当产生的是一个1时，那么检测器输入的是；当产生的是0时，那么检测器的输入。然后，用一个高斯噪声发生器产生均值为0，方差为的加性高斯白噪声。为了仿真的方便，将信号的能量归一化到1而改变的值从而改变信噪比SNR。检测器用阈值与随机变量进行比拟；假设，那么判决传送的是1；假设，那么判决传送的是0。最后将检测器的输出与二进制数据源产生的信息比特序列进行比拟，用过失计数器计算出过失概率。运用MATLAB对整个过程的进行仿真，仿真结果如图4-6所示：图4-6开关信号仿真的过失概率与理论过失概率的比拟Fig.4-2Errorprobabilitycomparedwiththeoreticalerrorprobabilityforon-offsignalssimulation图4-6示意了在15个不同的SNR值下，传输个信息比特的序列时的开关信号的二进制基带传输系统的仿真结果。可以看出仿真结果根本上与理论值相一致，系统的过失概率随着信噪比SNR的增加成指数减少。4.4星座图的仿真噪声对二进制基带传输系统的影响可以从检测器输入端接收到的含有加性噪声的信号中看到。通过对检测器接收到的信号的星座图的仿真，可以比拟不同程度的噪声对信号星座图的影响，从而可以分析出噪声大小对系统性能的影响[21]。为了简化分析过程，以二进制正交信号为例，检测器的输入由一对随机变量(,)组成，这里的(,)或者为：，或者为：。噪声随机变量和都是零均值、方差为的独立高斯随机变量。分别按、和，运用MATLAB用MonteCarlo仿真方法对每个值产生100个(,)的样本，画出在检测器输入端接收到的信号的星座图。信号能量归一化到1。仿真图如4-7所示：图4-7对于正交信号，在检测器输入端的接收的信号点Fig.4-7Receivedsignalpointsatinputtotheselectorfororthogonalsignals由图4-7所示的仿真结果可以看出，在值很小的时候，100个样本点的星座图分布紧密，与理论效果很一致；但随着值得增大，100个样本点的对应的仿真图越来越散乱，与理论效果偏离很大。也就是说在低噪声水平的情况下，噪声对通信系统的性能〔误码率〕影响是很小的；但随着噪声分量的增大，引起了更多的误码。5结论随着现代通信技术的迅速开展，人们对通信技术的要求也越来越高，都希望能够享受更高的通信质量，并且追求更高的通信速度。尽管数字基带传输不如频带传输那样应用广泛，但是对数字基带传输系统的研究依然是研究其他数字通信系统的根底[22]。本文对数字基带传输系统的根本组成做了详细的介绍；并简述了数字基带传输系统各局部的功能和信号传输的根本过程。通过文章对数字基带传输系统的研究和分析可以发现，数字基带传输系统简单的说就是信源以基带信号的形式从发送端经过信道传送到接收端的收信者形成的一个系统。整个系统的性能取决于以下三点：第一，基带信号的不同形式。对于利用不同的基带信号的数字基带传输系统的抗噪性能不同，从文章研究的正交信号、反极性信号和开关信号三种二进制信号的基带传输系统的抗噪性能比照来看，利用反极性信号的二进制基带传输系统的抗噪性能要比利用其他两种二进制信号的基带传输系统的抗噪性能要好。所以，不同的基带信号的形式，对整个基带传输的性能有不同程度的影响；第二，最正确接收机的设计。对于基带传输系统，接收机的设计是一个非常重要的环节。接收机的任务是将接收到的信号完整复原成原始的发送信号，并且要是总体的过失概率最小。最正确接收机的核心是一个匹配滤波器或信号相关器和检测器[23]。经过具体分析可以得出，匹配滤波器与信号相关器对接收信号的处理的最终效果根本上是一致的。同时，论文中研究了不同形式的二进制信号的基带传输系统，检测器要对不同形式的信号进行有效地检测。为了是平均过失概率最小、提高整个系统的性能，检测器一定要设置最正确的判决门限。因此，为了更好的系统性能，最正确接收机的设计也是关键；第三，噪声大小的影响。本论文主要讨论的系统所采用是加性高斯白噪声(AWGN)信道。从论文的第四章对接收到的加不同程度噪声分量的信号的星座图仿真可以很直观的得出，噪声越大，对系统性能的影响越大，信号正确有效地接收的难度也就越大。因此，对于数字基带传输系统性能的研究，也要合理的控制噪声分量的大小，不能超出整个系统的抗噪声能力的极限，才能更加准确地对整个系统的性能做出合理的分析。通过MATLAB对数字基带通信系统的仿真，使得对数字基带传输系统性能的研究和分析过程变得更加直观和便捷[24]。通过仿真结果与理论比照分析，不仅验证了理论研究的正确性，同时对基于不同信号形式的数字基带传输系统的性能有了更加综合性的评价。致谢本设计是在卢永老师的悉心指导和严格要求下完成的。无论是从课题的选择、方案的论证到具体设计的调试和更改，都凝聚着老师的心血。老师无论是在论文的撰写、理论的研究还是MATLAB仿真方面，都有十分深厚的经验。老师严谨的工作态度和锐意创新的精神，都让我受益匪浅。在此，特别向卢老师表示由衷的敬意和深深的感谢。在理论研究的局部，老师指导我参考了很多资料。我在学习资料的过程中，碰到很多不懂问题，每次去向老师请教时，老师都会耐心的认真的给我讲解，一次又一次，不厌其烦。由于对MATLAB软件不太熟悉，有很多东西都不懂，老师总会很细心教我解决在仿真过程中的种种问题。同时，对于要求这么严格的论文我也是第一次撰写，老师在论文如何撰写方面也给了我很多的指导。很感谢老师的严格要求，让我对此设计一直保持着十分端正的态度，最终完成了该设计。在论文的最后，再次感谢卢永老师，是老师的悉心指导，论文才得以顺利的完成。在写论文期间，老师渊博的学识和严谨求实的科学态度让我受益匪浅。我相信对我以后的生活和工作都会产生深远的影响。参考文献[1]樊昌信，曹丽娜.通信原理[M].第6版.北京：国防工业出版社，2012.1[2]阿奇.MATLAB实用教程[M].北京：电子工业出版社2004.6[3]王秉钧，冯玉珉〔等〕.通信原理[M].北京：清华大学出版社，2006.9[4]周炯槃，庞沁华〔等〕.通信原理[M].北京：北京邮电大学出版社，2008.11[5]张力军，钱学荣〔等〕.通信原理[M].北京：高等教育出版社，2008.6[6]王兴亮.通信系统原理教程[M].西安：西安电子科技大学出版社，2007.4[7]仇佩亮，陈惠芳〔等〕．数字通信根底[M].北京：电子工业出版社，2007.1[8]Proakis.数字通信原理与实践[M].北京：科学出版社，2005.10[9]徐素妍.数字通信[M].北京：电子工业出版社，2004.7[10]赵明忠.现代通信系统导论[M].西安：西安电子科技大学出版社，2005.2[11]JohnG.Prooakis，刘树棠译.现代通信系统(MATLAB)版〔第二版〕[M].北京：电子工业出版社2005.4[12]M.S.Roden.AnalogandDigitalCommunicationSystems(ThirdEdition),PrenticehallinternationalEditions,1991[13]李白萍.数字通信原理[M].西安：西安电子科技大学出版社，2012.8[14]JohnG.ProoakisandMasoudSalehi.ContemporaryCommunication:SystemsUsingMATLABandSimulink[M].UpperSaddleRiver,N.J.:Prentice-Hall2002.[15]朱习军，隋思涟〔等〕.MATLAB在信号与图像处理中的应用[M].北京：电子工业出版社2009.3[16]徐明远，邵玉斌.MATLAB仿真在通信与电子工程中的应用[M].西安：西安电子科技大学出版社2005.6[17]陈萍．现代通信实验系统的计算机仿真[M].北京：国防工业出版社，2003．[18]韦岗，季飞〔等〕．通信系统建模与仿真[M].北京：电子工业出版社，2007.6[19]董长虹．MATLAB信号处理与应用[M].北京：国防工业出版社，2005.1[20]传特〔美〕著，肖明波译．通信系统仿真原理与无线应用[M].北京：机械工业出版社，2005.6[21]丁玉美，高西全〔等〕.数字信号处理[M].西安：西安电子科技大学出版社，1997[22]马宏杰．数据通信[M].北京：北京铁道出版社，1995．[23]王沫然..MATLAB与科学计算[M].北京：电子工业出版社2003.9[24]恩格尔〔美〕著，刘树棠译.数字信号处理：使用MATLAB[M].西安：西安交通大学出版社，2002.6附录A译文使用GNURadio的基于IEEE802.11p的传输摘要在本文中，我们介绍了在软件无线电中实现一个功能齐全的基于IEEE802.11p协议的无线电发射机。我们描述了用于在开源GNU软件无线电平台(GNURadio)[1]中实现帧译码器的快速构建模型的方法的。编码器在生成复杂的数字基带形式的OFDM帧同时使用USRP2[2]作为上转换和最终传输数字模拟前端。由于实际编码过程涉及到大量的复杂的步骤，我们将开发方法分为三个连续的阶段。首先，从IEEE标准文档中导出一个的用高级语言(MATLAB)表示的参考译码器；第二，MATLAB的各个块编码链逐步移植到GNURadio,在每一个步骤后反复核对和参考；最后,通过无线测量之后与商业的早期原型11p收发器进行比拟验证标准的遵从性。产生的初始测量结果说明，富达GNURadio实现与无软件定义的播送行业解决方案一样都能产生真正的标准兼容OFDM帧。本文提供的编码器在GPLv3已经发布，还能够根据编码帧11a和11g的修正，从而使它成为为即将到来的软件无线电工程有用的构建块。1介绍与相关操作IEEE802.11标准(将在2010年末完成[3])旨在为车辆提供可靠的无线通信环境。它将作为一个全球未来车到车底层协议和车到根底设施应用程序。在物理层结构根本相同的802.11a和802.11g:调制格式，基于正交频分多路传输系统(OFDM)的前向纠错(FEC)和导频符号方案的结构都是相同的。此外，802.11p使用相同的介质访问方案共同IEEE802.11标准,称为载波感知多重存取与防撞(CSMA/CA)[4]。在当前版本的标准草案，对IEEE802.11p帧编码过程不同于11a和11g只在两个关键方面：操作频带转移到5.9GHz和OFDM符号的持续时间从4μs翻了一倍至8μs。这些变化背后的根本原理是：首先，使用一个专用的光谱减少系统遗留的一局部干扰；第二，加倍字符时间也意味着循环前缀的持续时间翻倍,即降低OFDM(ISI)在户外频道的字符间干扰。鉴于原IEEE802.11a/g标准设计了低流动性和室内使用，问题在于是否这两个(小)变化足以使802.11p适合车载通信。研究团体已经开始分析802.11p链路层性能通过使用仿真工具，但我们相信，只有真实的实验可以可靠地评价在高机动情况下的鲁棒性标准。由于目前缺乏商业802.11p芯片组,使用软件无线电原型用于进行实证测量是一个有吸引力的根底。我们提出的实现开源的IEEE802.11p帧译码器GNURadio平台和轮廓的方法在开发过程中被使用。编码器生成复杂的数字基带形式OFDM帧和使用USRP版本2[2]数模前端上转换以及传递他们的5.9GHz的带宽已经分配了专用短程通信(简称DSRC)车辆应用程序。基于GNURadio的编码器作为其他通信的标准已经公开(例如[5])。据我们所知，这是第一个实现的并且能够生成和传输帧基于OFDM的IEEE802.11p的标准。此外，由于上述与原始标准的差异太微小，我们还能够只通过改变两个参数(插值因子和载波频率)的前端来构建的编码器生成帧11a和11g。开发方法开发过程的第一步是使用IEEE802.11-2007年标准文档[4]给定的详细的编码方案创立一个参考译码器MATLABOFDM帧,。在这中间步骤使用MATLAB的原因是它能加速开发过程。因为它在最后基于GNURadio的编码链提供了一个珍贵的调试工具链。我们跟着编码配方中概述(4段)，通过比拟其输出与参考框架(表881复数)包含在[4，附件G]，随后验证生成的MATLAB代码。初步进行的实验测量是由MATLAB的输出保存到磁盘，使用此文件作为USRP2输入源，同时用一个传统的无线信号接收器解码传输信号。在这些试运行中我们在USRP2固件互换同步和正交上变频的过程发现一个错误。这个路由错误已经被EttusResearchLLC开发者修正的最近的固件版本所更正。实验设备的完整版本信息见表1。表1DEVELOPMENT-SYSTEM细节分布Ubuntu9.10内核版本平台x8664bitGNURadio的版本Python版本USRP2硬件版本号0x0301USRP2固件版本r11370子板模型XCVR2450测试时载波频率5.88GHz(频道176)图1编码过程的流向图。由此产生的复杂基带样品随后上转换USRP和传播版本2。在第二阶段的开展我们逐步移植MATLAB编码链GNURadio框架。一个重要目标是复用信号处理模块尽可能在GNURadio中已经可用。结果的表示流向图如图1所示。在此阶段，关键是要明白是GNURadio区分基于流的操作和基于块的操作。采用纯粹的基于块的MATLAB代码的原始方法不是一个好的选择，因为它会导致高度最优化GNURadio代码编码过程的延迟。例如一个长帧由几百个OFDM符号。纯粹的基于块的实现，编码链中每个函数(由图1)在为后续生产输出块之前将需要处理整个框架。这将禁止任何并行的编码程序，从而增加了系统的延迟。绕过这个问题的一个简单的解决方案是使用GNURadio调度程序，它能够筹划输入/输出数据流处理模块和控制所需之间的缓冲逻辑。在我们的例子中,块流的转换发生在符号映射块中。这一块的输入是一个完整的物理层协议数据单元(PLCPDU)(块编码的比特在一个OFDM帧)。输出是一个复杂的符号流(分组48元素块是依据IEEE802.11标准使用的数据子载波的OFDM48，见表2)。根本上，处理块，跟随的符号映射器把一块复杂的符号–对应一个OFDM符号，对它们进行相应的转换，为了链的后续处理立即输出块。对每个OFDM符号的帧重复此过程，。然而，IEEE802.11a/g/pOFDM标准使用一个非常具体的方法插入导频信息，在每个OFDM符号：被映射在四个导频子载波的每个OFDM符号的复杂的符号是不同的。他们根据一个特定的二进制序列改变极性，所以驾驶仪插入函数需要知道在该帧被加工的符号。为了考虑到这些特殊的编码规那么，我们在导频插入处理块中实现了内部的全局计数器。表2IEEE802.11POFDMKEY参数,根据草稿标准文档[6]数据子载波的数量48导频子载波的数目4子载波的频率间隔156.2kHz占用带宽8.28125MHz短序列的持续时间16μs长序列的持续时间16μs序列的保护间隔3.2μsPLCP报头的持续时间32μs保护间隔的持续时间1.6μsOFDM符号的持续时间8μs验证结果第三阶段的开展是致力于最终质量的全面实施，检查〔基带编码器加前端〕使用空中测量。我们使用台式电脑4GBytes的RAM和一个英特尔酷睿2双核E8400CPU时钟频率为3兆赫运行了发射机的代码。综合1000BASE-T以太网接口连接到USRP2，配备了一个支持的操作频率范围从2.4到2.5Ghz及4.9-5.9GHz[2]的xcvr2450子板。我们的系统更多的细节总结在表Ⅰ中。测量活动是结合使用的各种方法进行：首先，我们使用二台机器连接到另一个USRP2向下转换和记录发送信号。这样做是为了评估得到的功率谱的形状在发射机输出。第二，采用与在2.4GHz的ISM频段，我们生成的帧被正确接收的常规802.11g芯片[7]802.11g和载波频率按照符号时间设置。第三，我们试图通过使用早期的原型收发器进行比拟测量验证802.11p的依从性，基于一种修改的Atheros的芯片组。该设备正在使用中的一切工程[8]和[9]请由维也纳理工大学通信与射频工程所提供应我们。整个活动的非时变和无干扰的信道测量是在固定功率衰减器组合使用直接电缆连接的发射机和接收机单元之间建立。A．Tx功率谱形状图2和图3所示的结果说明在传输我们GNURADIO的实现和产业的原型芯片组之间的功率谱的差异。它们对应于输出的FFT频谱分析仪的工具，包括在GNURADIO的框架，在这两种情况下的传输信号包括最大长度的帧，使用低传输为连续产生的增益水平防止放大器中的非线性。显然，该GNURADIO的谱包含在fc±6MHz的，不是在Atheros的频谱峰。此外，在主带的边缘频率〔fc±4MHz〕的衰减，在fc强曲率可见。我们认为，这些缺陷的功率谱的形状是由于版辊的上转换处理的USRP2插值滤波器的特性。这个问题可以通过插值已经在GNURADIO的编码器局部和使用较低的插值因子在USRP2固定。注意图2中GNURADIO的发射信号似乎也包含载波分量在Atheros谱fc=5.88Ghz载体似乎比其他运营商的功率小得多〔我们将在第III-C的后果〕。B．帧错误率与信噪比性能这两个并排比拟发射源如图4所示。这些测量曲线描绘的帧错误率的观察〔Atheros芯片组提供了一个衡量的接收信噪比的信号强度〔RSSI〕读出〕。大胆的曲线与FTWGNURADIO的发射机的性能，每个测量点对应的105发送帧。虽然我们在图2和图3的功率谱的形状显然是次优的实施说明，GNURADIO的性能方面的FER和信噪比在Atheros接收机观察到的是在较低的发射机Atheros的差最大0.5-1db中等SNR地区。这说明该USRP2本地振荡器漂移和相位噪声特性与行业的芯片组。图2的GNURADIO的实现功率谱，第二USRP2记录。衰减的直接电缆连接，USRP2TX增益5dB，载波频率fc=5880mhz。红色的线对应于一级频谱掩模，在IEEE802.11p草案9标准文档的定义。图3基于原型Atheros的功率谱，与USRP2记录。再次，直接电缆连接采用低增益的发射机设置组合。C．基带信号分析然而，当使用GNURADIO的发射机在高信噪比〔在图421dB〕Atheros接收机中开始出现一些意想不到的行为。例如被检测〔但损坏〕的帧的数目超过实际发送的帧的数目和FER测量方法变得不可用〔因此失分超过图421dB为GNURADIO的发射机〕。我们推测，这种现象的主要原因是虚假的排放是目前不断的USRP2输出尽快GNURADIO的编码器软件初始化子卡的硬件。它触发了载波侦听机制在Atheros芯片组的结果在接收器逻辑试图同步的杂散信号和失踪的实际帧传输。图4这个数字显示的帧错误率超过接收信噪比在非时变使用两种类型的发射器，无干扰信道。在这两种情况下，一个程式的原型是用来解码帧计算接收信号强度〔RSSI读数〕。一个1612bytes每帧的最大层长度，由1574bytesMSDU负荷，30个字节的MAC头和4字节的CRC是用于测量运行在这个数字了。图5和图6所示的比拟证实了这一假说。复杂的数字基带信号是由GNURADIO的编码器发送到uspr2〔图5〕不包含任何直流分量。经过转换，传输，接收和下变频〔在接收端使用另一个USRP2〕的直流分量是目前全时间的发射机侧USRP2活性〔图6〕。这个问题不能适应GNURADIO的编码器软件是由xcvr2450子板固定容易引起的。图5在发送到uspr2上转换和传输一帧的复基带数字表示的大小。图6同样的框架如图5在数字上变频，传输，接收和数字下变频。那是在帧突发了可见的直流分量，很可能是由缺陷引起的xcvr2450子板。结论和未来的工作我们已经展示了一种快速原型的一个完全符合标准的OFDM帧的编码器使用GNURADIO的框架和通用软件无线电外设〔2版〕。由于实际的编码过程涉及到大量复杂的处理步骤是分开的开发方法为连续的阶段的关键。首先，在高级语言中一个参考设计是来自标准的文件。随后，一局部的参考编码器移植到目标平台在一步一步地。最后基于测量的评估阶段使用标准兼容的接收机完成开发过程。由此产生的根底是GNURADIO的发射器能够生成OFDM帧完全符合IEEE802.11a和802.11g，802.11p标准。我们的下一个目标是在GNURADIO的实施互补OFDM帧的解码器。该接收机与发射机实现合并将一个完全交互式的软件无线电收发器，包括根本的介质访问的功能如载波检测和确认帧传输提供依据。一个重要的目标就是尽可能地靠近严格的帧定时约束，需要维护，为了符合IEEE802.11标准。参考文献[1]官方GNU软件无线电的网站:///trac。[2]Ettus研究网站。[3]802.11线的电气和电子工程师协会。[4]IEEE802.11-2007无线局域网媒体访问控制〔MAC〕和物理层〔PHY〕规格。[5]无线局域网介质访问控制〔MAC〕和物理层〔PHY〕规格-修订8：在车载环境中的无线接入.IEEE802.11p草案9[6]rt2500芯片设备清单[7]CVIS的工程网站[8]通信和射频工程学院，维也纳理工大学：.附录B外文文献IEEE802.11pTransmissionUsingGNURadioAbstractInthisworkwepresentanimplementationofafullyfunctionalIEEE802.11ptransmitterinsoftware-definedradio.Wedescribetherapid-prototypingmethodologythatwasusedtoimplementtheframe-encoderwithintheopen-sourceGNUSoftwareRadio(GNURadio)platform[1].TheencodergeneratesOFDMframesindigitalcomplexbase-bandrepresentationandusestheUSRP2[2]asdigital-to-analogfront-endforup-conversionandfinaltransmission.Sincetheactualencodingprocessinvolvesalargenumberofcomplexstepswesplitthedevelopmentapproachintothreesequentialstages.First,areference-encoderinahigh-levellanguage(MATLAB)isderivedfromtheIEEEstandarddocuments.Second,theindividualblocksoftheMATLABencodingchainareprogressivelyportedtoGNURadio,cross-checkingwiththereferenceaftereachstep.Finally,standardcomplianceisverifiedbyconductingcomparativeover-the-airmeasurementswithanearlyprototypeofacommercial11ptransceiver.InitialmeasurementresultsindicatethatthefidelityoftheresultingGNURadioimplementationisonparwithnon-software-definedradioindustrysolutionsandcapableofgeneratingtrulystandard-compliantOFDMframes.TheencoderpresentedherehasbeenreleasedunderGPLv3andisalsocapableofencodingframesaccordingtothe11aand11gamendments,thusmakingitavaluablebuildingblockforupcomingsoftware-definedradioprojects.I.INTRODUCTIONANDRELATEDWORKTheIEEE802.11pstandard(whichwillbefinalizedinlate2010[3])aimsatprovidingreliablewirelesscommunicationforvehicularenvironments.Itwillserveasanunderlyingprotocolforfuturecar-to-carandcar-to-infrastructureapplicationsworldwide.Atthephysicallayerithasessentiallythesamestructureas802.11aand802.11g:themodulationformat,basedonorthogonalfrequency-divisionmultiplexing(OFDM),theforward-error-correction(FEC),thestructureofthepreamble-sequencesandthepilot-symbolschemesareidentical.Furthermore,802.11pusesthesamemediumaccessschemecommontoallIEEE802.11standards,knownascarriersensingmultipleaccesswithcollisionavoidance(CSMA/CA)[4].Inthecurrentdraftversionofthestandard,theframeencodingpr