开关变换器-第4章-PWM技术-课件

6脉宽调制控制技术——PWM控制技术6.1.1综述6.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变电路6.1.3SPWM逆变电路的谐波分析6.1.4提高直流电压利用率和减少开关次数的方法6.1.5SPWM模式优化1PPT课件6脉宽调制控制技术——PWM控制技术6.1.1综述1PP16.1.1综述PWM控制技术的重要意义

所谓脉宽调制控制技术是指利用全控型器件(IGBT、IGCT……)的开关特性，按照规律来通断，使逆变器输出宽度和距离不等的电压脉冲序列，等效为一个理想的输出，实现变压、变频控制并且减小谐波的技术。它具有如下的优点：逆变电路结构简单。利用单一的逆变电路及其PWM控制，可同时调整输出频率和输出电压，控制方便灵活，动态响应快。逆变电路输出谐波含量大大降低。2PPT课件6.1.1综述PWM控制技术的重要意义2PPT课件2精品资料精品资料3你怎么称呼老师？如果老师最后没有总结一节课的重点的难点，你是否会认为老师的教学方法需要改进？你所经历的课堂，是讲座式还是讨论式？教师的教鞭“不怕太阳晒，也不怕那风雨狂，只怕先生骂我笨，没有学问无颜见爹娘……”“太阳当空照，花儿对我笑，小鸟说早早早……”开关变换器-第4章-PWM技术--ppt课件46.1.1综述PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路影响也最为深刻。现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路。可以说PWM控制技术正是依赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，也才确定了它在电力电子技术中的重要地位。

目前PWM技术不仅应用于逆变电路中，而且已经延伸到交流-直流变换器(PWM整流器)、直流-直流变换器(PWM斩波器)、交流-交流变换器(PWM交流变换器)中。利用微处理器实现PWM技术数字化后，PWM技术不断被优化和翻新，从追求电压波形正弦，到电流波形正弦，再到磁通波形正弦；从效率最优，转矩脉动最小，再到消除谐波噪声等。5PPT课件6.1.1综述PWM控制技术在逆变电路中的应用最为广泛，56.1.1综述SPWM控制技术的基本类型

在变频调速系统中采用PWM技术不仅能够及时、准确地实现变压变频控制要求，而且更重要的意义是抑制逆变电路输出电压或电流中的谐波分量，从而大大地降低了变频调速时电动机的转矩脉动，提高了电动机的工作效率，扩大了调速系统的调速范围。

近年来，实际工程中主要采用的PWM技术是正弦PWM，这是因为变频器输出的电压或电流更接近正弦波形。正弦PWM方案多种多样，归纳起来可分为电压正弦PWM(SinusoidalPulseWidthModulation，SPWM)、随机正弦PWM、电流正弦PWM和空间电压矢量VPWM(VoltageSpaceVectorPWM，SVPWM)四种基本类型。6PPT课件6.1.1综述SPWM控制技术的基本类型6PPT课件66.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变电路SPWM基本原理面积等效原理（PWM控制技术的重要理论基础）

冲量（窄脉冲的面积）相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同（环节的输出响应波形基本相同即响应波形傅里叶分解后，其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异）。图4-24形状不同而冲量相同的各种窄脉冲(a)矩形脉冲(b)三角形脉冲(c)正弦半波脉冲(d)单位脉冲函数7PPT课件6.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变76.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变电路

对于电压正弦PWM，可以把电压正弦波分为N等份，如左图示(图中N=10)，然后把每一份的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来代替，矩形脉冲的中点与正弦波每一等份的中点重合。这样，由N个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波等效。图4-25用SWPM电压等效正弦电压(a)正弦电压(b)SWPM等效电压8PPT课件6.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变86.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变电路由于每个脉冲的幅值相等，所以逆变电路可由恒定的直流电源供电。当逆变电路各功率开关器件都是在理想、状态下工作时，驱动相应功率的开关器件的信号也应为与左图形状一致的一系列脉冲波形。这一系列的脉冲波形的宽度。可以严格地用计算方法求得，作为控制逆变电路中各功率开关器件通断的依据。但较为实用的方法是采用"调制"的方法。图4-25用SWPM电压等效正弦电压(a)正弦电压(b)SWPM等效电压9PPT课件6.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变96.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变电路计算法和调制法计算法根据逆变电路期望输出的正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数，将等效PWM波形中各脉冲的宽度和间隔准确计算出来，按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形，这种方法称之为计算法。缺点：计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位发生变化时，结果都要变化。调制法把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波信号，通过对信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。10PPT课件6.1.2电压正弦PWM（SPWM）控制技术——SPWM逆变104.6空间电压矢量PWM(SVPWM)控制技术

利用SPWM控制逆变器使得输出电压达到正弦化(谐波含量尽量小)，这种电路就其输出电流而言是开环的，它可能远非正弦波，因为在电压源逆变电路中，输出电流的波形会受到负载参数的影响。SPWM技术是从电源角度出发的，目的在于生成一个可以调频调压的三相对称正弦波供电电源，控制原则是尽可能降低输出电压的谐波分量，使其逼近正弦波形。空间电压矢量PWM技术则是从电动机的角度出发的，目的在于使交流电动机产生圆形磁场。种以圆形旋转磁场为目标来控制逆变电路工作的控制方法称为磁链跟踪控制，磁链轨迹的控制是通过交替使用不同的空间电压矢量来实现的，所以又称空间电压矢量PWM控制。

由于SVPWM逆变电路具有开关损耗低、便于微机实时控制、电压利用率高等优点，所以SVPWM逆变电路不仅在电动机调速系统中得到了广泛应用，11PPT课件4.6空间电压矢量PWM(SVPWM)控制技术114.6空间电压矢量PWM(SVPWM)控制技术4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹4.6.2期望空间电压矢量的合成4.6.3三相SVPWM逆变电路的特点12PPT课件4.6空间电压矢量PWM(SVPWM)控制技术4.6.1电124.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹

空间电压矢量控制逆变电路结构与三相SPWM逆变电路结构以及三相方波逆变电路结构是一样的，如图4-44所示。ZU、ZV、ZW为三相交流异步电动机三相定子绕组，在电动机中它们沿圆周交错分布，在空间上互差120°接成星形或者三角形(图4-44中为星形)。定子三相绕组的相电压为uUN、uVN、uWN。在使用相电压幅值为Um、角频率为ω的标准三相交流电驱动时，选择适当的时间坐标，电动机定子三相绕组相电压可表示为图4-44空间电压矢量控制逆变电路(4-75)13PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹空间电压134.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹

可定义三个相空间电压矢量UUN、UVN、UWN其方向定在各定子绕组轴线上，在空间互差120°。

式中，

为旋转因子。(4-76)14PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹可定义144.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹

当uUO＞0时，UUN与U轴相同，否则UUN与U轴反向，其它两相也是如此，图4-45所示为uUN＞0、uVN＞0、uWN＜0的状态。图4-45空间电压矢量三相合成矢量US也为空间矢量且可表示为(4-77)

同理，定义三相交流异步电动机定子电流和磁链的空间矢量IS和ΨS分别为(4-78)(4-79)按照空间矢量功率与三相瞬时功率相等的原则，有(4-80)其中I*S是IS共轭复数，由此导出k=。15PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹当uUO＞0154.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹合成电压矢量US又可表示为将式(4-75代入到(4-81)中，整理后得到上式表明，US是一个以电源角频率ω为角速度作恒速旋转的空间矢量，它的幅值是相电压幅值的

倍，当某一相电压为最大值时合成电压矢量US就落在该相的轴线上。(4-81)(4-82)16PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹合成电压矢量US又164.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹对于三相电压供电的异步电动机，每一相定子绕组都可写出一个电压平衡方程式，求三相电压平衡方程式的矢量和，即得到用合成空间矢量表示的定子电压方程式：式中，RS为定子每一相绕组电阻值。当电动机转速较高时，电动机定子电阻压降可以忽略，式(4-81)可近似简化为或为(4-83)(4-84)(4-85)17PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹对于三相电压供电的174.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹利用式(4-81)的结论，由式(4-84)，可解出为式中，(4-86)由上式可知，电动机空间磁链矢量ΨS与空间电压矢量US一样以ω为角速度沿圆周作恒速旋转，两者方向始终正交，如图4-46所示。空间磁链矢量沿合成电压所指的方向行进，直观看，表示磁链矢量的箭头尾部不动，头部跟随合成电压矢量行进，因此电动机旋转磁场的轨迹问题就可以转化为合成空间电压矢量的运动轨迹问题，换句话说，可以用对合成空间电压矢量的分析来代替对空间磁链矢量运动轨迹的分析。图4-46磁链矢量与三相合成空间电压矢量的关系18PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹利用式(4-81)184.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹图4-47开关组合提供的空间电压矢量与使用正弦交流电情况不同，图4-44所示为桥式逆变器驱动下的三相交流异步电动机，各相定子绕组被施加的不是幅值连续变化的电压，三相合成电压矢量也不是等幅值匀速地在圆轨迹上运行。三组桥臂各组在任意时刻都有且仅有一个开关管导通，六个开关管导通或阻断状态组合出来八个离散的电压输出模式。如果定义各相上臂导通(输出接母线正端)为"1"，各相下臂导通(输出接母线负端)为"0"，那么各个矢量编号与对应开关逻辑如图4-47所示。19PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹图4-47开关组194.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹

可以看到，在这八个矢量中有两个零矢量，即三组桥臂都输出“1”的U7以及三组桥臂都输出“0”的U8。此外，另外六个矢量编号为U1、U2、U3、U4、U5、U6（对应开关逻辑为100、110、010、011、001、101），按照空间位置U相绕组0°、V相绕组120°、W相绕组240°的坐标，从0°开始均匀分布在矢量空间平面。很明显，相邻矢量对应的电路工作状态之间只有一组桥臂开关状态改变，因而，零矢量U8与矢量U1、U3、U5相邻，与矢量U2、U4、U6相邻。矢量控制基本点之一就是电路输出状态为系列相邻矢量连贯而成。图4-47开关组合提供的空间电压矢量20PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹可以看到，在这八204.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹由于

，根据式(4-81)可以得到(4-87)对于矢量U1，开关逻辑组合为“100”，参考图4-47，对应输出为(4-88)代入(4-87)可以得到U1=，同理可以得出六个基本矢量幅值均为

。21PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹由于214.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹以三相方波控制逆变为例，电路依次等时长输出矢量U1，U2，…，U6，绘制各输出矢量成为首尾相接的正六边形，如图4-48所示。这个六边形就是三相方波逆变电路在三相异步电动机中形成的磁链矢量顶点运动的轨迹。可见三相方波逆变所达到的效果离磁链圆轨迹运行的最佳目标相差甚远，实际电动机气隙磁链运行轨迹在期望的圆圈内外出入，引起转矩脉冲、损耗增加。图4-48磁链矢量的运动轨迹从另外一个角度来理解，这些缺点其实是来自于输出电压、电流中较低频率、较大幅度的谐波成分。22PPT课件4.6.1电路结构、空间矢量及其运动轨迹以三相方波控制逆变224.6.2期望空间电压矢量的合成三相方波逆变电路时，由于每个有效工作(非零)矢量在一个时间周期T0内只作用一次的方式只能生成正六边形的旋转磁场，与正弦波供电时所产生的圆形旋转磁场相差甚远，这样会导致转矩与转速的脉动。降低谐波含量，就必须获得更多边的多边形(一般为正多边形〉的旋转磁场来逼近圆形旋转磁场，这样就必须构造出更多的空间位置不同的空间电压矢量以供选择。三相方波逆变器输出只有八个基本电压矢量，应可以利用这八个基本矢量合成出其它多种不同的矢量。23PPT课件4.6.2期望空间电压矢量的合成三相方波逆变电路时，由于每234.6.2期望空间电压矢量的合成空间矢量平行四边形合成法则相邻的两个有效工作矢量合成期望的输出矢量。六个有效工作矢量将空间电压矢量分为对称的六个扇区，每个扇区对应π/3，当期望输出电压矢量落在某个扇区内时，就用期望输出电压矢量相邻的两个有效工作矢量等效地合成期望输出矢量。所谓等效是指在一个开关周期内，产生的定子磁链的增量近似相等。图4-49空间电压矢量的六个扇区24PPT课件4.6.2期望空间电压矢量的合成空间矢量平行四边形合成法则244.6.2期望空间电压矢量的合成

以在第I扇区内的期望输出矢量为例，图4-50表示由基本空间电压矢量U1和U2线性组合构成期望的电压矢量US，θ为期望输出电压矢量与扇区起始边的夹角。在一个开关周期T0中，U1的作用时间为t1，U2的作用时间为t2，按矢量合成法则可得图4-50期望输出电压矢量的合成(4-89)由正弦定理可得到(4-90)由式(4-90)解得(4-91)(4-92)25PPT课件4.6.2期望空间电压矢量的合成以在第I扇区内的期望254.6.2期望空间电压矢量的合成

一般t1+t2＜T0，其余的时间可用零矢量U7或U8来填补，零矢量作用的时间为两个基本矢量作用时间之和应满足由式(4-94)可知，当θ=时，t1+t2=T0最大，输出电压矢量最大幅值为(4-93)(4-94)(4-95)26PPT课件4.6.2期望空间电压矢量的合成一般t1+t2＜T264.6.2期望空间电压矢量的合成由式(4-95)可以得出，此时输出相电压基波最大幅值为输出线电压基波最大幅值为采用SPWM控制，在调制比N=l时，输出线电压基波幅值为

因此SVPWM方式的逆变器输出线电压基波最大值比SPWM方式的逆变器输出电压提高了约15%。

由于六个扇区都是对称的，以上的分析可以推广到其它各个扇区。(4-96)27PPT课件4.6.2期望空间电压矢量的合成由式(4-95)可以得出，274.6.3三相SVPWM逆变电路的特点开关状态改变对应相邻矢量输出，仅有一次开关状态切换，开关损耗可能比较小。构造的电压矢量越多，开关周期T0越小（如果输出电压基波频率不变），产生磁场对圆周的逼近越好，但功率器件的开关频率越高，损耗也会增加。利用空间电压矢量直接生成三相PWM波，计算相对简便，动态性能较好。

直流电压利用率比一般的三相SPWM逆变电路最多可高出15%。28PPT课件4.6.3三相SVPWM逆变电路的特点开关状态改变对应相284.7 PWM整流电路4.7.1传统整流电路存在的问题4.7.2电压型桥式PWM整流电路4.7.3电流型PWM整流电路4.7.4PWM整流电路的控制29PPT课件4.7 PWM整流电路4.7.1传统整流电路存在的问题29294.7.1传统整流电路存在的问题传统整流电路中，交流输入电压为正弦波，而输入电流却是非正弦波。只有整流桥输出电压高于电容电压时，才会有输入电流，交流输入电流非正弦。而相控电路受触发角的影响，交流输入电流一般也是非正弦的。将输入电流波形分解为傅里叶级数，可得与电源电压同频率的基波成分以及各高次谐波成分，其中只有基波电流产生有功功率，其它高次谐波电流与电源电压频率不同，只能产生无功功率。定义电路的网侧功率因数为λ，即图4-51不控整流电容滤波电路和电压、电流波形P：有功功率

S：视在功率U、I：电压和电流的有效值I1：基波电流有效值φ1：基波电流滞后于电压的相位差。I1=I1/I：基波因数，即基波电流有效值和总电流有效值之比cosφ1：位移因数或基波功率因数。电路的功率因数由基波电流相位和电流波形畸变共同决定。(4-97)30PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题传统整流电路中，交流输入电304.7.1传统整流电路存在的问题

不控整流电路和相控整流电路，功率因数低都是难以克服的缺点。而且网侧电流包含多次谐波，导致在线路阻抗上产生谐波压降，使原为正弦的电网电压也发生畸变，谐波电流还会对电网造成不良影响，使线路和变压器过热，造成设备损坏。31PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题不控整流电路和相314.7.1传统整流电路存在的问题PWM整流电路与相控整流电路的主电路拓扑结构形式是一样的，所不同的是：PWM整流电路主电路采用全控型器件，相控电路主电路采用半控型器件。PWM整流电路采用脉宽调制控制方式，其整流电路属于高频电路；而相控整流电路采用相位控制方式，属于低频电路。PWM整流电路具有以下优点：通过对PWM整流电路进行控制，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位。则功率因数近似为1，因此PWM整流电路也称单位功率因数变流器。PWM整流电路工作频率很高，可以实现输出电压的快速调节。电能可以双向传输。当PWM整流电路从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流电路向电网传输电能时，其运行于有源逆变状态。32PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题PWM整流电路与相控整流电324.7.1传统整流电路存在的问题项目PWM整流电路相控整流电路开关器件全控型器件普通晶闸管控制方式PWM控制相位控制开关频率高频低频网侧电流谐波与开关频率有关，谐波次数高幅值小；开关频率越高，谐波越少与电路形式和相位角等有关，谐波含量多；谐波次数越低，幅值越大网侧电压波形畸变无由换流过程引起表4-2PWM整流电路与相控整流电路的比较33PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题项目PWM整流电路相控整流334.7.1传统整流电路存在的问题对于中、大功率PWM整流电路均采用单相或三相桥式结构，而对于小功率整流电路多采用单相不控整流加一级直流变换电路以实现网侧功率因数校正。

随着PWM整流技术的发展，已设计出多种PWM整流电路，可分类如下：34PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题对于中、大功率PWM整流电344.7.1传统整流电路存在的问题电压型、电流型PWM整流电路，无论在主电路结构、PWM信号发生以及控制策略方面均有各自的特点，所以最基本的分类方法就是PWM整流电路分类为电压型和电流型两大类。PWM整流电路和传统相控整流器相比较体积、重量可以大大地减少，动态响应速度显著提高。在今后的工业应用中PWM整流电路将越来越多地替代传统相控整流电路。35PPT课件4.7.1传统整流电路存在的问题电压型、电流型PWM整流电354.7.2电压型桥式PWM整流电路电压型单相桥式PWM整流电路对于半桥电路来说，直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。对于全桥电路来说，直流侧电容只要一个就可以了。交流侧电感Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必需的。图4-52单相PWM整流电路(a)单相半桥电路(b)单相全桥电路36PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路电压型单相桥式PWM整流364.7.2电压型桥式PWM整流电路基本工作原理按照自然采样法对功率开关器件VT1~VT4进行SPWM控制，就可在全桥的交流输人端AB间产生出SPWM波电压uAB。uAB中含有和正弦调制波同频率、幅值成比例的基波，以及和载波频率有关的高次谐波，但不含低次谐波。由于交流侧输入电感Ls的作用，高次谐波造成的电流脉动被滤除，控制正弦调制波频率使之与电源同频，则输入电流is也可为与电源同频的正弦波。图4-52单相PWM整流电路(b)单相全桥电路37PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路基本工作原理图4-52374.7.2电压型桥式PWM整流电路基本工作原理单相桥式PWM整流电路按升压斩波(Boost电路)原理工作。当交流电源电压us>0时，由VT2、VD4、VD1、Ls和VT3、VD1、VD4、Ls分别组成两个升压斩波电路。当VT2导通时，us通过VT2、VD4向Ls储能；当VT2关断时，Ls中的储能通过VT4、VD4向直流侧电容C充电。当us＜0时，则由VT1、VD3、VD2、Ls和VT4、VD2、VD3、Ls分别组成两个升压斩波电路，工作原理与us>0时类似。由于电压型PWM整流路是升压型整流电路，其输出直流电压应从交流电压峰值向上调节，而向下恶化输入特性，甚至不能工作。图4-52单相PWM整流电路(b)单相全桥电路38PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路基本工作原理图4-52384.7.2电压型桥式PWM整流电路

输出电流is相对电源电压us的相位是通过对整流电路交流输人电压uAB的控制来实现调节的。图4-53给出交流输入回路基波等效电路及各种运行状态下的相量图。图中Us、UL，UR和Is分别为交流电压us、电感Ls上电压UL、电阻Rs上电压uR及输入is的基波相量，UAB为uAB的相量。图4-53(b)为PWM整流状态，此时控制UAB滞后Us的一个δ角，以确保Is与Us同相位，功率因数为1，能量从交流侧送至直流侧。图4-53PWM整流电路的运行方式相量图39PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路输出电流is394.7.2电压型桥式PWM整流电路图4-53(c)为PWM逆变状态，此时控制UAB超前Us的一个δ角，以确保Is与Us正好反相位，功率因数也为1，但能量从直流侧返回至交流侧。从图4-48(a)、(b)可以看出，PWM整流电路只要控制UAB的相位，就可方便地实现能量的双向流动，这对需要有再生制动功能、欲实现四象限运行的交流调速系统是一种必需的交流电路方案。图4-53(d)为无功补偿状态，此时控制UAB滞后Us一个δ角，以确保Is超前Us90°，整流电路向交流电源送出元功功率。这种运行状态的电路被称为无功功率发生器SVG(staticvargenerator)，用于电力系统元功补偿。图4-53(e)表示了通过控制UAB的相位和幅值，可实现Is与Us间的任意角度φ。图4-53PWM整流电路的运行方式相量图40PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路图4-53(c)为PWM404.7.2电压型桥式PWM整流电路工作情况分析

图4-54是图4-52所示的电压型单相桥式PWM整流电路在整流运行且功率因数外1时的工作波形，为了方便将时间坐标取在正弦调制信号ug的上升沿过零处，即：

开关器件VT1、VT2的控制极脉冲ug1、ug2由三角形载波信号uc和正弦调制信号ug的交点确定，而开关器件VT3、VT4的控制极脉冲ug3、ug4由三角形载波信号uc和正弦调制信号-ug的交点确定，其时序如图4-53(b)所示。图4-54电压型单相桥式PWM整流电路整流运行，功率因数λ=1时的工作波形(4-98)(4-99)(4-100)(4-101)41PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路工作情况分析图4-54414.7.2电压型桥式PWM整流电路

不考虑换流过程，在任一时刻，电压型单相桥式PWM整流电路的四个桥臂应有两个桥臂导通，当然为避免输出短路，1、2桥臂不允许同时导通，3、4桥臂不允许同时导通。则有四种工作方式，根据交流侧电流is的方向，每种工作方式有两种工作状态。

在电源us位于正半周时，各模式工作情况如下。方式1：1、4号桥臂导通，电流为正时，VD1和VD4导通，交流电源输出能量，直流侧吸收能量，电路处于整流状态；电流为负时，VT1和VT4导通；交流电源吸收能量，直流侧释放能量，处于能量反馈状态，如图4-55(a)所示。图4-55(a)PWM整流电路运行方式1(4-102)42PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路不考虑换流过424.7.2电压型桥式PWM整流电路方式2：2、3号桥臂导通，电流为正时，VT2和VT3导通，交流电源和直流侧都输出能量，L储能；电流为负时，VD2和VD3导通，交流电源和直流侧都吸收能量，L释放能量，如图4-55(b)所示。图4-55(b)PWM整流电路运行方式2(4-103)43PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路方式2：2、3号桥臂导通434.7.2电压型桥式PWM整流电路方式3：1、3号桥臂导通，直流侧与交流侧无能量交换，电源被短接，电流为正时，VD1和V3导通，L储能；电流为负时，VT1和VD3导通，L释放能量，如图4-55(c)所示。图4-55(c)PWM整流电路运行方式3(4-104)44PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路方式3：1、3号桥臂导通444.7.2电压型桥式PWM整流电路方式4：2、4号桥臂导通，直流侧与交流侧无能量交换，电源被短接，电流为正时，VT2和VD4导通，L储能；电流为负时，VD2和VT4导通，L释放能量，如图4-55(d)所示。

在方式3和方式4中，交流电源被短路，依靠交流侧电感限制电流。在方式1和方式2中，由于电流方向能够改变，交流侧与直流侧可进行双向能量交换。按同样方法可分析us位于负半周时各模式的工作情况。采用脉宽调制方式，通过选择适当的工作模式和工作的时间间隔，交流侧的电流可以按规定的目标增大、减小和改变方向，从而可以控制交流侧电流的幅值和相位，并使波形接近于正弦波。图4-55(d)PWM整流电路运行方式4(4-105)45PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路方式4：2、4号桥臂导通454.7.2电压型桥式PWM整流电路电压型三相桥式PWM整流电路工作原理同单相电路，从单相扩展到三相，差异在于对于单相桥式PWM整流电路，是对两相桥臂施加幅值、频率相等，相位相差180°的正弦波调制信号，而三相桥式PWM整流电路需对三相桥臂施加幅值、频率相等，相位相差120°的正弦波调制信号。由于每相桥臂有两种开关模式，即上桥臂导通或下桥臂导通，故三相桥式PWM整流电路共有23=8种开关模式，用1表示上桥臂功率管或反并联的二极管导通，0表示下桥臂功率管或反并联的二极管导通，则三相桥式PWM整流电路的开关模式如表4-3所示。图4-56三相桥式PWM整流电路46PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路电压型三相桥式PWM整流464.7.2电压型桥式PWM整流电路开关模式12345678导通器件VT1或VD1VT6或VD6VT2或VD2VT4或VD4VT3或VD3VT2或VD2VT1或VD1VT3或VD3VT2或VD2VT4或VD4VT6或VD6VT5或VD5VT1或VD1VT6或VD6VT5或VD5VT4或VD4VT3或VD3VT5或VD5VT1或VD1VT3或VD3VT5或VD5VT4或VD4VT6或VD6VT2或VD2开关函数001010011100101110111000表4-3相桥式PWM整流电路的开关模式47PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路开关12345678导通474.7.2电压型桥式PWM整流电路

三相桥式PWM整流电路的运行方式较单相桥式PWM整流电路复杂，图4-57为三相网侧电流ia>0、ib<0、ic>0时对应的8种开关模式的运行方式。模式1：VD1、VD6和V2导通，电网通过VD1和VD6向负载供电；桥侧线电压ubc=0，bc两相沿Lb和Lc短路并按图示的电流方向流过内部环流。模式2：V4、V3和V2导通，直流侧电容C通过V3、V4和V2向电网输出能量。图4-578种开关模式的运行方式(a)模式1(b)模式248PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路三相桥式P484.7.2电压型桥式PWM整流电路模式3：VD1、V3和V2导通，直流侧电容C通过V3、V2向电网输出能量；桥侧线电压uab=0，ab两相沿La和Lb短路并按图示的电流方向流过内部环流。模式4：V4、VD6和VD5导通，电网通过VD5和VD6向负载供电；桥侧线电压uab=0，ab两相沿La和Lb短路并按图示的电流方向流过内部环流。图4-578种开关模式的运行方式(c)模式3(d)模式449PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路模式3：VD1、V3和V494.7.2电压型桥式PWM整流电路模式5：VD1、VD6和VD5导通，电网通过VD1、VD5和VD6向负载供电。模式6：V4、V3和VD5导通，直流侧电容C通过V3、V4向电网输出能量；桥侧线电压ubc=0，bc两相沿Lb和Lc短路并按图示的电流方向流过内部环流。图4-578种开关模式的运行方式(e)模式5(f)模式650PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路模式5：VD1、VD6和504.7.2电压型桥式PWM整流电路模式7：VD1、V3和VD5导通，各相电网电压经输入电感通过每相上桥臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按图示的电流方向流过内部环流；整流桥与负载脱离，负载电流由C放电来维持。模式8：V4、VD6和V2导通，各相电网电压经输入电感通过每相下桥臂短路，uab=ubc=uca=0，La、Lb和Lc按图示的电流方向流过内部环流；整流桥与负载脱离，负载电流由C放电来维持。只要对电路进行三相SPWM控制，就可在整流电端A、B、C得到三相SPWM输出电压。对各相电压按图4-53(b)相量图控制，可获得接近单位功率因数的三相正弦电流输入。电路也可工作在逆变状态图4-53(c)以及图4-53(d)、(e)的运行状态。图4-578种开关模式的运行方式(g)模式7(h)模式851PPT课件4.7.2电压型桥式PWM整流电路模式7：VD1、V3和V514.7.3电流型PWM整流电路三相电流型PWM整流电路为了防止电流反向流动，在功率开关管VT1～VT6的漏极（集电极）串接了整流二极管VD1～VD6。不能实现电流回馈，但通过控制L1的电流变化可使得直流侧电压ud按交流形式变化，同样可以实现能量的双向流动。因为整流器直流输出需要很大的平波电抗，装置体积较大，电流型PWM整流器一般不用于单相。从交流侧看，电流型PWM整流器可看成是一个可控电流源，与电压型PWM整流器相比，它没有桥臂直通导致的过流和输出短路的问题，功率管直接对直流电流作脉宽调制，所以其输入电流控制简单。图4-58三相电流型PWM整流电路52PPT课件4.7.3电流型PWM整流电路三相电流型PWM整流电路图4524.7.3电流型PWM整流电路电流型PWM整流器应用不如电压型PWM整流器广泛，主要原因有两个：一是其通常要经过LC滤波器与电网联接，LC滤波器和直流侧的平波电抗器L1的重量和体积都比较大；二是常用的全控器件多为内部有反并联二极管反向自然导电的开关器件，为防止电流反向必须再串联一个二极管，主回路构成不方便且通态损耗大。电流型PWM整流器通常只应用在功率非常大的场合，这时所用的开关器件GTO本身具有单向导电性，不必再串二极管，而电流型PWM整流器的可靠性又比较高，对电路保护比较有利。无论是电压型还是电流型桥式PWM整流电路都是能量可双向流动的能量变换器，既可运行在整流状态，又可运行于逆变状态，作整流器只是它们的功能之一。53PPT课件4.7.3电流型PWM整流电路电流型PWM整流器应用不如电534.7.4PWM整流电路的控制

为使PWM整流电路获得输入电流正弦且和输入电压同相位的控制效果，根据有无引入电流反馈可将控制方式分为两种：间接电流控制和直接电流控制。间接电流控制没有引入电流反馈，其动态特性差，较少应用；直接电流反馈则通过运算求出交流输入电流参考值，再采用交流电流反馈来直接控制输入电流，使其跟踪参考值，获得期望的输入特性。54PPT课件4.7.4PWM整流电路的控制为使PW544.7.4PWM整流电路的控制间接电流控制

间接电流控制也称为相位和幅值控制，按图4-53(b)（逆变时为图4-53(c)）的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为1的控制效果。图4-59为间接电流控制系统结构图。图中的PWM整流电路为图4-58的三相桥式电路。控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环。图4-59间接电流控制系统结构图55PPT课件4.7.4PWM整流电路的控制间接电流控制图4-59554.7.4PWM整流电路的控制控制原理分析直流电压给定u*d和实际直流电压ud相比较，差值信号送PI