基于前照灯的gps软件接收机的研究

基于前照灯的gps软件接收机的研究

美国的gps现代化、俄罗斯的glnas的复兴、欧洲的优化系统的出现和中国的“第二代”系统的成熟将带来下一代全球导航卫星系统。设计能灵活充分利用所有导航卫星信号的下一代GNSS接收机是一项具有挑战性的工程。目前GPS接收机由射频前端、用于信号处理的ASIC和进行位置解算的CPU组成。软件可以下载到CPU中改变接收机的性能参数,然而预先设计的跟踪通道、相关器和控制环路参数已固化到ASIC中,限制其灵活性。而GNSS软件接收机是下一代GNSS接收机设计的最佳方案。GNSS软件接收机通过软件实现其信号捕获和跟踪处理而不是硬件。各GNSS虽然不同,但都是基于信号处理而进行需要的操作。本文把GPS软件接收机作为一个例子实现,其思想可以应用于任何GNSS软件接收机的设计。1gps信号采集GPS软件接收机在最前端使用ADC把GPS信号转化成数字信号,换句话说,在尽可能靠近天线的部分数字化输入信号。如图1天线接收从GPS卫星传送的信号,前端把输入信号放大到合适的幅度,并把射频转换到合适的频率,ADC数字化输入信号。天线、射频前端和ADC构成GPS软件接收机中的硬件部分。硬盘可以存储数据进行事后处理,也可使用模拟器的数据。信号量化以后,用软件对其进行处理。捕获就是找出可见卫星的信号,跟踪是更精确地得到信号的相位并检测出导航数据的相位变化,从而获得子帧和导航数据,得到卫星电文和伪距。最终,解算出位置、速度和时间。本文中,把GPS信号从1575.42MHz下变频到20.49MHz,以16.37MHz的速率采样,得到4.12MHz的数字中频信号。目前我们研发的重点在基带信号处理部分,使用北京东方联星公司的中频信号采样器作为硬件部分。采样器输出信号可用于实时处理或保存到硬盘进行事后处理。2gpsc-a码的检测预先产生存储于内存的本地C/A码和载波复现信号,在信号捕获和跟踪中反复使用。2.1gpsc/a码的相关分析将来GPS的信号结构可能会改变,不过目前GPS卫星主要传送频率分别为1575.42MHz和1227.60MHz的L1和L2两路载波信号。L1频段包括C/A和P(Y)码,L2频段只包括P(Y)码。L1频段的C/A和P(Y)码的载波是正交的,表达式如下:SL1即为L1频段的信号,PA是P码的幅度,P(t)=±1是P码的相位,D(t)=±1表示卫星数据,1f是L1频段的频率,θ是初始相位,CA是C/A码的幅度,C(t)=±1表示C/A码的相位。本文仅研究L1频段的C/A码捕获和导航数据解调。C/A码是码速率为1.023MHz的二进制调相信号(BPSK),每个码元约977.5ns(1/1.023MHz)。一个完整的C/A码周期包括1023个码元,所以其周期为1ms,每毫秒重复出现。为了找到C/A码的起始码元只需要很少的数据,比如1ms。如果没有多普勒效应,1ms的数据包括1023个码元。处理30s的数据可以得到卫星电文的头三帧,那么接收机最少得到30s的数据才可首次解算出用户的位置。GPSC/A码属于伪随机码(PRN),不同的卫星使用不同的C/A码。如图2C/A是两组1023位的PRN序列G1、G2相乘得到的。C/A码最主要的特性是它们的相关性。高的自相关值和低的互相关值为信号捕获提供了大的动态域。自相关最大值1023,等于C/A码的长度,其他自相关值为63、-1、-65。互相关也有三个值,63、-1和-65。2.2x和y互相关序列的离散傅立叶变换采用捕获算法判断可见卫星并检测其码相位和载波频率。相对于传统的串行捕获算法,本文使用快速的基于循环卷积的并行码捕获算法。长度为N的有限序列x(n)的离散傅立叶变换是:两个长度为N的有限序列x(n)和y(n)的互相关函数是:在(3)中已忽略了一个因子。联立(2)和(3)得到x和y互相关序列的离散傅立叶变换:*表示复数共轭由式(4)看出,x和y互相关序列的离散傅立叶变换可由频域的X或Y与另一个的共轭相乘得到。从而时域的互相关函数可以由乘积的傅立叶反变换得到。如上并行码搜索捕获算法对输入信号和本地码信号进行了循环相关,然而它并没有在所有可能的载频范围搜索,故循环卷积需要在所有可能的载频范围进行搜索。在高动态下考虑到多普勒效应后的频偏为±10kHz。出于频率误差和计算量的考虑,搜索步长设为500Hz,则最大的频率误差为±250Hz。载波跟踪环的初始带宽要满足这一点。串行捕获算法一般以1或1/2个码元进行捕获。而并行码捕获算法采样速率更高,这儿以16MHz的速率采样,即可提供约1/16个码元的精度,其精度相对高得多。采用并行码捕获算法得到的结果如图4,左图为本算法搜索到第5颗卫星当前不可见,右图为搜索到第6颗卫星当前可见,并得出其码相位和多普勒频偏。3跟踪环路使用捕获到信号后,为了得到导航数据,需要对其进行跟踪。跟踪环路使用捕获得到的码相位和多普勒频偏进行。本文联合使用超前滞后环和科斯塔斯锁相环对码相位和多普勒频偏进行跟踪,其框图如图5所示。3.1前卡式克氏器/a码的选择应用于f码跟踪环中,本地产生的超前、当前和滞后三路信号与去除了载波的输入信号进行相关。为了增加码环跟踪的可靠性,同时在I和Q路进行跟踪。六路相关器输出的结果同时送入码鉴别器,得到合适的码相位后,调整码生成器的相位。选择归一化的超前减去滞后功率鉴别器,公式如下:如果D>0.1,本地C/A码向右移动;如果D<-0.1,本地C/A码向左移动。码环跟踪结果如图6所示。I路中超前滞后相关值基本相等,当前相关值最大。3.2同性波环路鉴别器由于GPS信号中导航数据相位反转,本文选择对相位反转不敏感的科斯塔斯锁相环进行载频跟踪。基于反正切鉴别器的高精度和对相位反转不敏感的特性,选择其作为载波环路鉴别器。公式如下:使用两阶的载波环路滤波器跟踪多普勒频率的变化,每毫秒调整一次,使之接近输入信号的中频。滤波器函数如下:式中,ko为压控振荡器增益,kd为鉴别器增益,β是带宽,ζ是阻尼系数,T为积分时间。载波跟踪环得到的多普勒频率如图7,载波跟踪环当前I路输出的结果如图8,此即为跟踪环路得到的解调数据,每毫秒输出一次。4gps信号培训本文基于PC和中频信号