三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的设计

三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的设计PAGE8PAGE7前言谐振变换器由于其软开关特性而能够保证变换器在高频的状态下进行工作，能具有高性能的输出效果。实际上，当今最常用的谐振拓扑之一便是LLC谐振变换器，它可以根据负载的变化具有宽范围的频率。同时它能实现软开关和高效率的工作。如今LLC谐振变换器的优良性能已经在许多应用中受到广泛的关注，比其它变换器的性能更好，但是因为其设计的复杂性以及设计过程中容易存在困难，所以以前的学者很少有人关注LLC谐振变换器。近年来，随着变换器应用领域的不断扩大，制造商已开发出新的控制器。这些用于控制LLC谐振变换器，陆续发表了相关技术的说明和工具,让谐振变换器的设计变得更加普遍。此外，现在已经提出多相技术比单相技术具有许多优点[1]，交错并联的LLC谐振变换器的拓扑由于高效和高散热的能力使其非常适合大功率的通信电源、服务器电源及其他更高要求的场合，如在开关电源中，越来越需要一些容量需求的磁性设备。而电源的大小限制影响，使得设计就会十分困难，但是在LLC谐振变换器中引入交错并联技术，会获得更优益的性能特性。但是普通的三相拓扑结构可能存在一些缺点，事实上，减小变压器磁芯的尺寸是制造商面临的另一个挑战。通常，磁性元件是电力电子产品重量和体积中十分重要的一部分。因此，三相的谐振变换器存在三个独立变压器的缺点，增加了谐振变换器的成本、体积和质量。在这种情况下，磁集成技术已经用于许多应用中，特别是用于电动移动应用。磁集成允许通过将几个绕组安装到仅一个磁芯中来减小磁芯的尺寸，从而使磁芯尺寸显着减小[2]。但是三相交错LLC谐振集成变压器的分析很少。因此本文的主要目的是提出一种具有集成磁性的并且采用三相交错并联运行的LLC变换器的拓扑结构，对其进行综合分析并且设计磁集成元件的方法，使变换器能够应用于当前时代的直流变换器的高压大功率的需求。1绪论本章重点在于初步对LLC谐振变换器进行概述，介绍其基本构成以及主要工作原理，介绍交错并联技术和磁集成技术，说明引入两项技术的原因。介绍国内外对于三相LLC谐振变换器的研究现状，指出本文设计的意义。最后给出论文的结构和主要工作分配。1.1三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的基本概述1.1.1LLC谐振变换器LLC谐振变换器是一种优良的DC-DC直流变换器，能够实现原边开关网络零电压开关，实现副边整流网络零电流开关，从而完成直流变换器的高频操作和低开关损耗。这些特征有助于减少半导体器件中的开关损耗，因此LLC谐振变换器是一种适合于电源发展的一种拓扑结构，具有研究的意义。半桥LLC谐振变换器的电路拓扑如图1-1所示，图中总共可分为四个模块：开关网络、谐振网络、整流网络和输出端滤波。半桥LLC谐振变换器的工作原理是经过开关网络输入的方波电压电流经过由谐振电容、谐振电感、励磁电感三个元件形成的谐振网络。通过在谐振网络中形成的高频谐振，再传入整流网络形成正弦电压电流，经过滤波电容形成所需要的直流电压电流。图1-1半桥LLC谐振变换器的电路拓扑Fig.1-1Circuittopologyofhalf-bridgeLLCresonantconverterLLC谐振变换器总共分为三种情况：、、，在这三种情况中，当不能实现原边ZVS导通，此时原边不向副边传输电能，励磁电感两端的电压被钳位[3]；当时，谐振电感电流是完整的正弦电流曲线。当的时候，副边整流二极管可以实现ZCS关断，解决了二极管的损耗问题[4]，并且此时变压器原边向副边开始传输电能，励磁电感两端的电压不再被钳位，开关MOS管能实现ZVS导通，是最理想的工作区域[5-7]。1.1.2交错并联技术在大功率场合中单个LLC谐振变换器不足以承受过大的功率密度，因此本文设计情况选择采用交错并联技术。交错并联即是将大于等于两相的LLC谐振变换器进行并联，能够获得高密度的功率，并且能有效改善LLC谐振变换器的性能。三相的LLC谐振变换器因为多了两相而导致谐振变换器体积变大，而采用交错并联技术也能够减小变换器的体积，三路分担总功率，这样单相承担的功率压力会减小，提高了电路的工作效率[8-10]。交错并联是已相角交错为基础，但是控制开关管的信号的频率是同一个频率。相角的计算可以通过来求得，其中表示共有多少相交错并联。本文设计的是三相交错并联的LLC谐振变换器，因此本设计采用三相交错120°的交错导通设计。1.1.3磁集成技术LLC谐振变换器由于有多个磁性元件而导致谐振变换器的损耗很大，而三相交错并联的LLC谐振变换器具有三个谐振电感、三个励磁电感和三个变压器，使得磁性元件的数量大大增加，所以本文引入磁集成技术。磁集成技术主要是讲谐振变换器的多个磁性元件缠绕在一个磁芯中，这样不仅能减少此间数量来达到减小变换器的体积，同时也能达到减少谐振变换器的一些损耗，有时将集成变压器的漏磁作为谐振变换器的励磁电感[11-13]。1.2国内外研究现状早在20世纪80年代，便已经有很多的研究学者的研究开始逐渐转移到三个谐振元件的谐振变换器拓扑结构，彻底颠覆了两个谐振元件变换器的限制。在1992年,RudolfP.Severns曾发表了一篇文章，在文中写到他将三个谐振元件的谐振拓扑结构进行归纳，其中有17种LLC谐振变换器的结构,在这之后有很多学者开始对LLC进行研究[14]。W.MartinezandC.Cortes已经提出多相技术比单相技术更具有许多优点。在多相交错并联LLC的拓扑中两相交错并联LLC拓扑更为常见，这种拓扑结构受到很多研究者的关注，其中几位韩国的学术研究者Bong-ChulKim等在2009年发表过一篇文章，文中对这种拓扑结构进行了基础分析，得出了两相交错并联技术的拓扑结构在低频工作时均流效果很明显[15]。科学家Bhat是第一个提出三相LCC谐振转换器以实现软开关的人,他提出了谐振转换器组件的一种新型的结构,但是电路中开关管所承受的电压应力和电流应力较大[16]，由于控制的复杂性而导致应用并不广泛。2000年Akre,S在IEE发表了一篇论文，论文中研究讨论了具有电容输出滤波器的新型三相LCC型谐振直流变换器的设计。2009年，意大利的E.Orietti在大学期间发表了一篇论文，该论文设计了三相交错并联的LLC谐振变换器，变换器原边采用的方式是Y型连接，同时他对谐振变换器的三相电流均流问题进行了充分的讨论。Yeon和他的团队一起研究了多相交错并联的LLC谐振变换器的控制方法，这种方法是数字控制，论述了三相交错并联时的电流波纹影响，并且对其进行了改善。2018年Xingtian,F等人最新研究了三相交错并联LLC谐振变换器的自适应负载变化控制策略[17-19]。与国外的研究成果相比，国内对三相LLC谐振变换器的研究较少，对讲交错并联技术和磁集成相结合的研究不多，各方面应用也不够成熟。台达公司对LLC串联谐振直流变直流变换器的工作模式和工作波形都进行了详细的描述，并且在2001年对该技术申请了专利。之后全国各大高校以及科研院所也都逐渐开始了对LLC谐振变换器的研究，并且越来越多的人加入到了研究行列里。2014年胡高平研究了三相三电平的LLC谐振变换器，运用了两种控制方法，一种是采用的变频控制，另一种是采用的定频不对称控制。他们所研究的拓扑能够工作于高压大电流中。2015年夏炎提出了一种新型控制方案，这种方案是移相控制，并且他经过大量实验验证设计正确。苏逢在2017年验证了三相交错的LLC谐振变换器的自我均流能力极强。1.3论文的结构和相关工作本文研究的谐振变换器的拓扑是三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器。根据提出的三相的LLC谐振变换器的主电路拓扑结构，分析了每种模式的工作原理、电流流通路径，通过建立稳态增益模型，来对其进行分析特征参数的影响；计算谐振网络的参数、开关网络和整流网络的器件选取，基于F28335芯片设计控制电路；对变压器进行磁集成减少磁性元件的体积大小；最后运用saber仿真软件对其进行仿真验证。（1）绪论：对单相的LLC谐振变换器进行概述，初步讲解工作原理，分析单相的工作模态的组成，为后续三相的提出建立理论基础，讲解交错并联技术的基本方法，分析应用的必要性，介绍磁集成的分析过程，综合提出在三相LLC谐振变换器中加入交错并联和磁集成的意义和重要性。（2）工作原理分析：给出三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的主电路拓扑，绘制出原理曲线，根据曲线特征，分析电路的基本工作过程，分析各个模态的各个元器件的电流等；采用基频谐波近似法，对谐振变换器的稳态特性进行必要的分析，绘制出其直流增益特性，并且对K、Q值进行分析。（3）电路设计：主要对三相LLC谐振变换器的各个部分进行计算和设计。计算谐振电感、谐振电容、励磁电感的数值。计算变压器的基本参数，选取变压器原副边的匝数。对原边开关MOS管、副边整流二极管、滤波电容、谐振励磁电感等进行选型。基于DSP芯片TMS320F28335对三相LLC谐振变换器进行控制电路的设计。（4）磁集成：提出磁集成方案，给出新型的磁芯结构，分析其磁通分布列写电压方程，分析得出磁集成的磁路模型、电路模型，对磁集成耦合变压器的自感和互感进行计算，最后运用ansys中的MAXWELL对磁芯进行仿真分析。（5）仿真验证：运用saber仿真软件，对三相交错并联LLC谐振变换器的主电路进行仿真，得到三相电流波形，电压波形等，验证ZVS、ZCS的实现，输出特性等。2三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的原理分析本章将在给出的三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的电路拓扑基础上，分析其基本工作原理。通过对其多个模态的分析，确定其高效率的工作频率区间。采用基频谐波近似法（FHA）建立其稳态模型进而得到直流增益特性，以三相交错并联LLC谐振变换器参数为基础对电压增益的影响进行分析。2.1三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的主电路拓扑图2-1为本文所采用的三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的电路拓扑。LLC谐振变换器的变压器两端均采用Y型连接交错并联方式的三相LLC电路拓扑，能大大降低三相LLC谐振变换器的原边开关网络中MOS管的损耗。并且在各种类型的负载情况中Y型连接的谐振电感与理想变压器的损耗远小于三角形连接方式下谐振电感与理想变压器的损耗。因此三相交错并联的LLC谐振变换器采用Y型连接方式比采用三角型连接方式的效率更高，且具有更加良好的均流能力[20]，能更好的应用于大功率场合中，同时具有抗电磁干扰的特性。图2-1三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的主电路Fig.2-1Themaincircuitofthree-phaseinterleavedparallelmagneticintegratedLLCresonantconverter根据图2-1给出的三相交错并联的LLC谐振变换器的电路主拓扑，可以将电路分为四个部分。一是由原边开关MOS管、、、、、，其源极和漏极之间的寄生电容、、、、、，其内部伴生的寄生二极管、、、、、共同组成的开关网络部分，可以看作三相桥式逆变电路；二是由谐振电容、、，谐振电感、、，励磁电感、、共同组成的谐振网络部分；三是由整流二极管、、、、、构成的副边整流网络，整流二极管各相相差60度；其中是滤波电容，、、是变压器，同时三相变压器可采用磁集成的方式来减小三相LLC谐振变换器的整体体积和质量，具体设计将在第四章进行分析。在三相交错的LLC谐振变换器的电路中三相开关管的相位相差120度。本设计在导通之间加入了死区时间。加入这一项的原因是为了避免开关管同时导通致使电路损坏。图2-2为三相交错并联LLC谐振变换器的谐振回路的输入电压波形，与单相的不同，波形呈现“凸”字形。图2-2谐振回路输入电压波形Fig.2-2Resonantloopinputvoltagewaveform2.2三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的工作过程三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的三路形成对称的形式，皆有同一电源进行统一驱动为负载端供电，其中三相参数均设定为相等即、、，三相的主变压器可以视作由励磁电感与理想变压器并联而成，并且变换器具备两个谐振频率。两个谐振频率一种出现在变压器向副边传输能量的情况中，另一种出现在变压器不向副边传输能量。在第一种情况中，参与谐振的只有谐振电容、、和谐振电感、、。此时励磁电感、、两端电压被钳位，因此不参与谐振过程[21]。此时的谐振频率为：（2-1）在第二种情况中，励磁电感、、两端电压不再被钳位，因此开始同谐振电感和谐振电容共同作用参与谐振过程[21]，此时的谐振频率为：（2-2）与单相的LLC谐振变换器相同，三相交错并联的LLC谐振变换器的工作模式依然分为三种情况[22]，分别是、、。为减小在开关过程中的损耗，电路原边需要实现零电压开关，副边需要实现零电流开关，即在MOS管导通前确保电压为零，整流二极管关断前确保电流为零。在单相电路中我们已知只有在的情况中才能实现软开关。因此本文将着重分析三相交错并联LLC谐振变换器在时的工作情况。在该频率端工作时，这一阶段是三相交错并联LLC谐振变换器工作的最复杂的阶段[23]，在一个周期内共存在十八个工作模态，因为上下两个桥臂的开关管工作过程相对称，前后半个周期较为相似，所以这里详细介绍前九种模态。首先为了便于分析谐振过程，现将作如下假设：（1）开关网络的器件皆为理想器件；（2）谐振网络的器件皆为理想器件，且三相中各参数均相等；（3）六个MOS开关管的寄生电容的参数皆相等；（4）忽略副边整流二极管的寄生电容，可以实现理想的导通关断；（5）滤波电容值足够大。负载等效为一个电压源。输出电压值恒为；（6）忽略传输线路上的感量的影响。处于工作频率是三相交错并联的LLC谐振变换器工作的理想区间，变换器的基本工作波形如图2-3所示，图中给出了原边开关MOS管的驱动波形，、、的电流波形，、、的电流波形，副边整流二极管的电流波形。图2-3三相交错并联LLC基本工作波形（）Fig.2-3Three-phaseinterleavedLLCbasicworkingwaveform（）图2-4三相交错并联LLC拓扑运行模态一Fig.2-4Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodeone工作模态1（）：时刻，开关管处于关断，而此时也并未导通，因此此时三相LLC谐振变换器处于死区时间。A相电流反向流通，MOS管的寄生二极管未导通，寄生电容正端电压为400V、负端为0V，因此电流为进行充电。由于的电容值很小，在短时间内其负端电压便达到400V。当电流继续为充电时，的正端电压大于负端电压，电容开始放电，寄生二极管开始运行。此时MOS管两端只有电流流过而没有电压，所以给其驱动信号导通时没有开通损耗，为实现ZVS开关提供了条件。在此模态中谐振电流反向减小，励磁电流几乎成线性形式反向减小。励磁电感处于恒定能量累积的状态；B相中谐振电流在相反方向增大，正向减小；C相的谐振电流正向方向上减小励磁电流正向增大。副边对应的整流二极管处于理想导通的状态。此阶段导通的为、、、、、。图2-5三相交错并联LLC拓扑运行模态二Fig.2-5Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodetwo工作模态2（）：时刻，关断，实现ZVS导通。A相电流经过衰减过程后降为零，开始正向以正弦形式逐渐增大。励磁电流依旧反向减小。谐振电流与励磁电流汇合流入变压器。B相谐振电流继续保持反向增大，励磁电流保持正向减小。C相谐振电流、励磁电流保持变化趋势不变。副边的整流二极管保持导通。谐振网络中只有谐振电感与谐振电容参与谐振过程。三相中每一相的励磁电感均被钳位。此时的谐振过程等同于串联谐振。此阶段导通的为、、、、、。图2-6三相交错并联LLC拓扑运行模态三Fig.2-6Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodethree工作模态3（）：时刻，。此时C相变压器不再向副边传输能量，励磁电感端电压不再被钳位并且与、共同参与谐振。副边整流二极管流经的电流此时为零，实现零电流关断。二极管在关断过程中不存在反向恢复损耗，提高了关断效率。A相谐振电流和励磁电流维持原有变化状态；B相励磁电流减小至零后反向增加，谐振电流反向增大至峰值后开始反向减小。此阶段导通的为、、、、。图2-7三相交错并联LLC拓扑运行模态四Fig.2-7Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodefour工作模态4（）：时刻，关断，但此时仍有电流通过，所以为硬关断存在损耗。但是关断损耗要远小于开通损耗。关断，未导通，存在死区时间。此时C相开关管的寄生电容先进行充电，再对进行放电，保证的零电压导通。谐振电流、谐振电流正向减小；A相电流始终保持变化趋势；B相谐振电流继续反向减小，励磁电流继续反向增大。副边开始导通，此阶段导通的为、、、、、。图2-8三相交错并联LLC拓扑运行模态五Fig.2-8Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodefive工作模态5（）：时刻，在零点之后，C相谐振电流在相反方向增大，实现ZVS导通，关断。A相谐振电流呈线性上升状态，励磁电流继续反向减小；B相电流不发生变化；C相谐振电流与励磁电流一起向副边传。此阶段的谐振过程变为只有谐振电容与谐振电感谐振的串联谐振过程。三相励磁电感皆不参与谐振过程。此阶段导通的为、、、、、。图2-9三相交错并联LLC拓扑运行模态六Fig.2-9Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodesix工作模态6（）：时刻，B相的谐振电流与励磁电流相等，B相不再向副边传输能量。B相的励磁电感电压未被钳位，并且电流逐渐达到峰值。此时B相的励磁电感开始参与谐振过程。同时副边的整流二极管实现无损耗关断。A相和C相的谐振网络继续保持普通的串联谐振，且电流也保持原变化趋势。此阶段导通的为、、、、。图2-10三相交错并联LLC拓扑运行模态七Fig.2-10Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodeseven工作模态7（）：时刻，开关MOS管关断，其同一桥臂上的开关MOS管不导通，存在死区时间。此时B相的谐振电流反向流通，为充电使其两端电压平衡，进而满足对充电的条件。同时为下一阶段的零电压导通提供了条件。A、C两相工作过程维持不变。谐振电流维持正向正弦下降趋势，励磁电流继续保持正向增大。谐振电流反向增大，励磁电流线性减小至零。B相变压器开始向副边传输能量，副边整流二极管开始导通。此阶段导通的为、、、、、。图2-11三相交错并联LLC拓扑运行模态八Fig.2-11Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodeeight工作模态8（）：时刻，关断。当出现B相的驱动信号时，其源极漏极间无电压。开关MOS管实现ZVS导通。过零后继续呈正弦形式上升，持续反向减小，谐振过程为谐振电容与谐振电感参与的串联谐振过程。A相呈正弦形式减小，近似线性增大，谐振过程为串联谐振。C相谐振电流反向升高至峰值后变为反向减小且同时励磁电流正向减小至过零点后反向增大，谐振过程同样为串联谐振。此阶段导通的为、、、、、。图2-12三相交错并联LLC拓扑运行模态九Fig.2-12Three-phaseinterleavedparallelLLCtopologyoperationmodenine工作模态9（）：时刻，A相励磁电流与谐振电流重合，变压器不再向副边传输能量。实现零电流关断。谐振网络中励磁电感参与谐振过程，与谐振电容和谐振电感共同作用。B相谐振电流维持上升趋势，励磁电感电流维持反向减小状态；C相电流过程不变，谐振过程是串联谐振过程。此阶段导通的为、、、、。2.3三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的直流特性分析对于单相LLC谐振变换器来说，其稳态特性是由直流电压增益决定的。若要判断本设计中三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的稳态特性，和单相所采用的方法是一致的。通常分析稳态性能，采用基频谐波近似法（FHA）。主要是建立其稳态模型得到直流增益特性。该方法的主要思想是将谐振腔进行正弦近似，其基本过程思想如下：（1）输入方波电压值近似得出基波有效值；（2）输出方波电压值近似得出基波有效值；（3）理想变压器次级等效为一个负载。图2-13谐振回路等效电路fig.2-13Theequivalentcircuitofresonantcircuit图2-13为由基频谐波近似法得到的谐振网络等效电路，在三相LLC谐振变换器电路拓扑中，理想变压器向副边传输能量时与单相拓扑的情况相差无几[24]。AC等效电阻的推导应如下进行：（2-3）其中是次级侧的等效电阻，可表示为：（2-4）其中和分别是桥式整流器的电压和电流的有效值。整流桥输入电压是方波，可以用傅里叶级数的基本项表示如下：（2-5）由式（2-5）推出：（2-6）其中是直流输出电压。同理电流：（2-7）（2-8）（2-9）因此交流等效电阻：（2-10）输入方波电压值基波有效值：（2-11）整流电路输出方波电压基波有效值：（2-12）交流电压增益的定义式为：（2-13）则三相交错并联的LLC谐振变换器的交流电压增益为：（2-14）其中：为电感比——为归一化频率——为品质因数——由：（2-13）进而可以得出直流电压增益：（2-14）2.4三相交错并联LLC谐振变换器的参数对电压增益的影响由以上得出的交流电压增益等式可以看出影响电压增益的参数只有变压器比、电感比、品质因数以及归一化频率，由于变比恒定不变，而归一化频率是调节电路恒压的一项控制参数。因此一是分析电感比，二是分析品质因数。分开讨论他们对电压增益的影响。用MATLAB软件分析在不同值、不同值情况下的三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的交流电压增益曲线，针对稳态特性分析讨论在其中一个变量的数值保持稳定不变时，调节另一变量的数值大小对变换器电压增益的影响。2.4.1值影响电压增益的情况由图2-14反映，值一定时，值越小，增益越大，可以看到不同值的每一曲线的变化趋势都是增大到某一峰值后再下降的，而当值不断减小，交流电压增益的峰值点不断向左移动。当开关频率与谐振频率相等时，即时，交流增益曲线相交于同一点，交流电压增益曲线呈现单调递减函数的变化趋势，此时负载的改变不再影响变换器的增益，输出特性极优。当值为最小值的时侯，转换器的增益在相同频率下最高。交流增益与开关频率存在一定的关系，通常采用PFM来控制。但是在设计变换器的值时，虽然减小值能获得更好的增益但是不能以此牺牲变换器工作的稳定性。图2-14K=5时，电压增益特性Fig.2-14VoltagegaincharacteristicsatK=52.4.2值影响电压增益的情况图2-15Q=0.6时，电压增益特性Fig.2-15VoltagegaincharacteristicsatQ=0.6由图2-15反映，值一定时，值增大，谐振变换器的传输效率升高，但是直流电压增益的峰值变小，其拐点频率不断向左移动，开关频率范围逐渐变大。其中时较为明显。但若选取较小的值，与选取较小值情况一样，对变换器的系统操作稳定性有一定的影响，并且值越小，谐振腔的励磁电感越小，变换器工作损耗越大。但同理值也不宜选取过大，较大的值会使三相LLC谐振变换器工作于容性区域，影响开关MOS管的零电压导通。副边整流二极管的零电流关断也难以实现。并且值越大，直流电压增益曲线越平缓，导致输出电压无法达到预期目标，影响谐振变换器的效率。3三相交错并联LLC谐振变换器的电路设计本章主要对三相交错并联LLC谐振变换器的各个部分进行设计。分析讨论ZVS实现的条件。选取电路适合的值、值。计算电路各元件的参数：谐振电容、谐振电感、励磁电感。计算变压器变比，对其绕组及原副边的匝数进行设计与计算[24]。选取MOS管、电容、电感、整流二极管型号。并根据电路的实际工作要求选取硬件芯片，基于F28335对控制电路进行相关设计。3.1主电路相关参数设计本文所设计的三相大功率交错并联磁集成LLC谐振变换器的相关参数以及具体设计要求如表格3-1所示：表3-1三相LLC谐振变换器的设计要求Tab.3-1Designrequirementsforthree-phaseLLCresonantconverter设计参数要求指标额定输入电压Vi/V400输出电压Vo/V48输入电压范围Vi/V380~420满载功率P/W3000串联谐振频率fr/kHz1003.1.1谐振参数设计1.原边MOS管实现ZVS导通由于MOS管伴有寄生电容、寄生二极管。这种结构使得变换器能够实现零电压导通，也使谐振变换器工作在最理想的区域，这也是其软开关的优势所在。为实现零电压导通，一是需要谐振变换器工作在感性区域，二是需要有足够的死区时间。第二章的工作模态分析了开关MOS管实现ZVS导通的过程。电路刚开始运行时，同一桥臂上下两个开关管都不导通。而寄生电容先进行充电。将其两端电压充满后再对二极管进行放电保持源极漏极间电压为零。这样开关管在导通时才能减少损耗，而这些过程是发生在死去时间内的。因此留有足够的死区时间保证过程完成。但是过长的死区时间也有弊端，死区时间过久会引起谐振电流反向流通而没有完成开关管的软起动。本文设计的谐振变换器的中点寄生电容：（3-1）式中为三相交错并联的LLC谐振变换器中谐振网络存在的所有分布电容。若想实现零电压导通，则必须在死区时间内完成充电。为了确保这一项条件，谐振电流需大于在死区时间内寄生电容的充放电时所流经的电流：（3-2）在时，考虑值的影响，即空载状态。有公式（2-14）列写等式：（3-3）励磁电感的上限值：（3-4）——开关管并联电容值；——死区时间；——最小工作周期。公式（3-4）是为实现ZVS的值的约束值，而为满足开关管的零电压导通，主要是对值的约束值。一般需要能在以下两种情况中符合条件即可实现全范围内的ZVS导通。1）最小输入电压、负载满载根据第二章所分析，值与值成反比关系。在此情况下，三相LLC谐振变换器工作在最小频率中，即最小归一化频率：（3-5）为保证在此情况下实现零电压导通，品质因数需满足小于的条件：（3-6）2）最大输入电压、负载空载在输入电压最大的情况下，LLC谐振变换器的直流电压增益值是改变的。此时的直流增益比1小，能够确保变换器工作在感性区域，且此情况下值与值成正比关系，寄生电容可以通过谐振变换器的谐振电流充电和放电，便能实现ZVS导通。此时三相交错并联的LLC谐振变换器的输入阻抗如下式：（3-7）谐振电流：（3-8）（3-9）综上所述，若要三相交错并联LLC谐振变换器满足全范围内实现零电压导通的条件，则需要取以上两种情况的最小值，即：（3-10）2.具体参数设计由于三相交错并联LLC谐振变换器的设计过程与单相LLC谐振变换器过程相似，通过阅读大量文献后得到如图3-1所示的设计参数的具体流程图。图3-1三相交错并联LLC谐振变换器参数设计流程Fig.3-1Parameterdesignflowofthree-phaseinterleavedLLCresonantconverter由以上设计流程图得到参数详细计算过程：1）根据设计要求，对相关参数进行计算，变压器变比：（3-11）2）最大、最小增益的确定：（3-12）（3-13）3）谐振网络参数值、值的确定：在第二章已经分析过值、值对交流电压增益的影响，现将两者结合进行综合分析。令值、值的乘积为，由电压增益公式在MATLAB软件中可以得到交流电压增益与值的对应关系，如图3-2所示，此时值一定。图3-2不变时，最大电压增益与K的关系曲线图Fig.3-2Whenisconstant,thegraphbetweenmaximumvoltagegainandK由图中所示，在不变的情况下，值与三相LLC谐振变换器的最大电压增益近似成正比，值越大其最大电压增益越大且趋势由迅速增长变为趋于平缓；在值不变的情况下，随着的增大三相LLC谐振变换器的最大电压增益逐渐变小。经第二章的分析，选取值应尽量避免过大和过小。综合考虑值取5。图3-3为放大后的电感比与最大电压增益的关系图，图中已标出时的线段，由图可以看到在的时候，最大增益曲线达到1.05，符合条件。图3-3K=5时，最大电压增益细节图Fig.3-3WhenK=5,maximumgaindetailmap对于满足最大电压增益的条件，品质因数直接影响到他的大小。根据第二章的分析，随着品质因数减小拐点频率逐渐变小，从而增加了工作频率范围。为了满足增益要求，输入电压随着开关频率的变小而变小。当输入电压最小且输入频率也很小时，其增益曲线峰值需大于此时工作频率的电压增益，综上品质因数选取0.6。4）当谐振网络的值、值确定后，可以根据固有公式计算各相的、、，已知、、。由第二章可知：（3-14）计算最大、最小频率：（3-15）（3-16）已知：（3-17）推出：（3-18）根据电感比可以得到谐振电感：（3-19）再由式（2-1）可以得到：（3-20）核算：（3-21）（3-22）经过计算谐振电流大于寄生电容充电时流过的电流，满足等式，值、值选择正确。3.1.2变压器的选型变压器是设计开关电源电路的最重要的部分之一，变压器直接影响电路的性能是否良好，也影响电路损耗的大小。因此在设计谐振变换器的电路的变压器时要选择适合的磁芯型号以及正确的缠绕方式，必要时应采取磁集成来减小变压器的体积，提高整个电路的工作效率。1.磁芯的确定：本次设计的变压器工作在高频率，对于磁芯型号的选取采用AP法。通过AP法计算AP值，再查表选则符合条件的型号。具体推导如下：（3-23）——变压器磁芯有效截面积；——变压器磁芯窗口面积。（3-24）（3-25）（3-26）（3-27）——变压器一次侧线圈；——变压器工作频率；——最大磁通密度，根据材料有关，为防止饱和取；——整流二极管导通电压，。（3-28）——窗口利用系数，；——一次绕组匝数；——二次绕组匝数；——原边绕组每匝的横截面积：（3-29）——副边绕组每匝的横截面积：（3-30）——一次侧输入电流有效值；——二次侧输入电流有效值；——电流密度，；（3-31）（3-32）则：（3-33）进而推出AP：（3-34）经计算实际的变压器磁芯最终选取PCEE40。其磁芯窗口面积，磁芯有效截面积。大于计算值符合本次设计的要求。2.匝数的计算：变压器的实际变比：（3-35）按等式计算副边变压器的匝数：（3-36）取最小整数匝。则原边变压器的匝数：（3-37）取最小整数匝。3.导线的选取：线材的选择要考虑集肤效应，集肤深度决定每股线中的每一根钢丝的半径，计算集肤深度的等式如下：（3-38）在选取导线时，应该考虑各方面影响，其中最重要的是集肤效应。选取的导线直径应满足，确保减小这种效应。因此谐振变换器变压器原副边皆选取的导线。3.1.3其他元器件的选择1.MOS管的选取：MOSFET一般分为“N型”与“P型”，其区别是管道的极性来区分的。由于本文所设计的三相交错并联LLC谐振变换器工作于大功率的环境里，选取类型为“N型”的开关管更具优异的开关速度和通态损耗，能更好的在大功率场合中使用。在选取器件时，我们要根据主电路电流，考虑MOS管的承受能力。承受能力主要指的是MOS管所能承受的最大电压应力以及最大电流应力。由于这些参数的计算与电路电流有效值有关，因此在设计参数时首先要对器件进行各部分相关电流有效值的计算。原边电流的有效值：（3-39）原边MOS开关管的电压应力：（3-40）（3-41）——最低电压最大负载时流过原边MOS管的电流。电流应力：（3-42）根据以上计算原边开关MOS管选择东芝2SK3934型，此型号的MOS管所能承受的最大压力是500V，允许最大电流是15A。2.整流二极管的选取：对于整流二极管的选取，也应跟MOS开关管一样按电压应力来选择。整流二极管承受的最大应力：（3-43）电流应力：（3-44）根据以上计算副边整流二极管的型号选取肖特基塑封整流二极管SR10-SR50，此型号的整流二极管所能承受的最大压力是100V，允许最大电流是5A。3.滤波电容的选取：对于谐振变换器来说，其输出滤波只能依靠滤波电容，所以滤波电容的选取十分重要。其确定应基于输出电压和电流的综合情况。并且在LLC谐振变换器工作在续流状态时，其能维持恒压，其电流有效值：（3-45）三相大功率交错并联LLC谐振变换器的频率范围在50KHz~100KHz之间，电压波纹系数0.5，输出电压48V，输出功率3000W：（3-46）根据上述参数计算，最终选取参数为、50V的电解电容，选择四个电解电容进行并联达到目标电容值。4.谐振电容的选取：由计算参数选取4个耐压值630V的电容并联。5.谐振电感的选取：谐振电路的端电压的有效值：（3-47）流经电感的谐振电流的有效值：（3-48）峰值电流：（3-49）选取磁芯有效截面积为，则谐振电感的绕制匝数：匝（3-50）3.2基于TMS320F28335的控制电路的设计3.2.1TMS320F28335芯片配置控制电路的核心芯片选择TI公司的DSP芯片：TMS320F28335。与同是TI公司的28系列芯片相比具有更多优点。其中F2812是定点型的，而F28335是浮点型的。F28335的动态范围更大。相比F2812来讲，F28335的速度是它的二倍。这是由于它多了一个MAC单元。同时F28335对于数学运算的处理能力大了近三倍。F28335的DSP芯片的性能和控制算法的执行能力都较F2812优良很多。从各方面来说F28335的总体性能都高于F2812。F28335能在一个运行周期中完成32位的乘法累加运算，且其能实现快速与运算，这一特点提高了运行的速度以及效率，并且能更高精度的完成系统所发布的任务。其具有以下优良的特点：1）TMS320F28335是32位的浮点DSP，方便电力设备控制；2）F28335同样也是哈佛总线结构；3）F28335中PWM输出总数共有18路，其中精密PWM输出的数量多达6个通道。4）有12位模数转换器（A/D），16个模拟通道。两路独立的8通道输入。切换由硬件自动控制。本次使用的芯片引脚配置如图3-4所示。图3-4TMS320F28335的引脚配置Fig.3-4PinConfigurationfortheTMS320F28335图中引脚X1、X2为振荡器的输入输出，晶振为30MHz。与XCLKIN共同接地。XRSn是复位引脚，右侧接入的是复位电路。按下RESET复位键，CPU就能回到复位状态。GPIO12到GPIO15接的是按键模块。按键电路是低电平导通。系统频率的更改就是由按键电路控制的。GPIO50到GPIO54连接的是液晶显示模块。选择的是NOKIA5110型号的液晶显示屏，其性价比十分高。ADCINB0到ADCCINB4连接的是电流电压采样的输出接口。GPIO0EPWM1A、1B、2A接的是三对光耦驱动电路。3.2.2采样电路设计为使谐振变换器的输出电压稳定，即使电压能够达到闭环控制，则需要对三项谐振变换器的电压和电流进行采样，控制芯片F28335拥有16路模拟通道的12位的A/D转换器，且其输入电压需控制在0~3V，而三相谐振变换器输入电压400V，输出电压48V，比A/D转换器的额定电压大出很多，因此需要对电路电压进行控制达到合适的数值。对电压进行采样选用霍尔电压传感器LV25P如图3-5所示。原边串联的大电阻的作用是将电压信号变为小电流信号。选择这一型号的传感器是因为其有较好的频率特性。核心是保证零磁通。通过电流作用形成磁场，这一磁场使得霍尔元件驱动电流源工作。输出的电流在原副边的两个磁场能量相互抵消。这一工作过程保证了零磁通的实现。综上所述这个采样电路主要是通过霍尔传感器，电阻将电流、电压进行转换完成。图3-5电压采样电路Fig.3-5Voltagesamplingcircuit对电流进行采样选用Allegro电流传感器。这种型号的传感器是一种半导体集成的霍尔型电流传感器，串联在电路回路中，外围电路简单。选择的型号是ACS758如图3-6所示，由于封装体积小，其耐压2100V。且内部由放大、滤波和斩波电路组成，将由霍尔元件感应出的线性电压信号进行处理，输出一个电压信号。图3-6电流采样电路Fig.3-6Currentsamplingcircuit3.2.3隔离电路设计由F28335为驱动电路提供的两路PWM，且驱动电路的输入电压为5V，但是DSP所输出的电压最高只有3.3V，不能达到所需要的电压要求。因此本设计采用6N137光耦芯片对变换器进行隔离，同时达到升压的作用，如图3-7所示。从DSP中输出的脉宽调制PWM波传入到光耦电路中，通过6N137光耦芯片的工作，从而得到驱动电路所需要的电压数值并且达到隔离效果。图3-7光耦隔离电路Fig.3-7photoelectriccoupledisolatecircuit3.2.4驱动电路设计三相交错并联LLC谐振变换器是依靠调节频率来实现电路电压稳定的，MOS管的电压是方波电压。因此要设计的驱动电路是必须能够做到调节方波电压的电路。驱动电路的方法选用通过驱动芯片来实现。型号为IR2110，驱动电路如图3-8所示。驱动电路的工作电压是5~20V，最高输出电流2A，能输出两路驱动信号，根据本设计采用三块IR2110芯片。图3-8IR2110驱动电路Fig.3-8TheIR2110drivecircuit3.2.5电源电路设计由于在隔离电路、驱动电路、采样电路中使用的芯片的给定电压不同。有3.3V、5V、12V的输入电源，因此需要将400V电压转换为相应需要的电源电压。这是设计电源电路的意义，图3-9为设计的电源电路。图3-9电源电路Fig.3-9Powercircuit3.2.6系统运行流程图3-10、3-11为三相交错并联磁集成LLC谐振变换器的程序运行框图。图3-10主程序流程图Fig.3-10Mainprogramflowchart程序包括主程序和中断程序。主程序主要是包括对各个环节进行初始化。首先是系统初始化，然后是对如AD转换器、GPIO口、事件管理器EVA、PIE中断等进行初始化。第二步是等待系统的中断响应。系统感应是否出现中断的信号，没有中断信号时，系统不继续运行。等中断信号到来后，系统响应中断信号，开始进入主函数的循环过程。图3-10为中断程序流程图，在中断程序中实现AD转换，对采样到的电压和电流进行检测判断。检测其是否出现过电压和过电流的现象。当出现此现象使系统会及时禁止PWM的输出产生停止信号。若未出现此情况，系统会进入到控制程序中，通过频率信号的更改从而实现PFM控制。根据PI程序的计算结果对寄存器进行更新操作，实现移相控制，对电路完成控制操作。图3-11中断程序流程图Fig.3-11Interruptprogramflowchart4三相交错并联LLC谐振变换器的磁集成设计本章主要介绍三相大功率交错并联LLC谐振变换器磁性元件的参数计算及变压器设计，同时提出一种新型的磁集成方案，列出其等效磁路和等效电路，对三相变压器进行集成，减小三相LLC谐振变换器的磁性元件的体积大小，并且同时做到减小三相谐振变换器因磁性元件而产生的相关性损耗，并对方案进行仿真验证。4.1变压器磁集成方案的设计4.1.1磁集成耦合变压器的结构在传统的谐振变换器中变压器是最重要的磁性元件之一，而本次设计的LLC谐振变换器是一种新型的三相大功率交错并联LLC谐振变换器，由于变压器的增多，相比于单相LLC谐振变换器，本次设计的三相LLC谐振变换器的体积必然会过大，因此考虑三相了两次谐振变换器的体积大小以及因磁性元件而引起的损耗问题，引入磁集成技术。本次采用的集成磁芯的结构及其磁通分布如图4-1所示：图4-1磁集成耦合变压器结构及磁通分布Fig.4-1Magneticintegratedcouplingtransformerstructureandmagneticfluxdistribution第一相产生的磁通：（4-1）第二相产生的磁通：（4-2）第三相产生的磁通：（4-3）如图中所示，三相绕组分别绕在三个支柱上，其中是LLC谐振变换器的三相变压器中流入的电流，为三相绕组的磁通。且电压方程：（4-4）4.1.2磁路模型的计算在磁集成耦合变压器的磁芯中，磁通所流经的路径距离如图4-2所示，距离的长度已在图中标注出来，且外围圆形长度可由表示求出，其中为磁通的流经路径，同时定义磁芯厚度为。图4-2磁集成耦合变压器各段磁路长度Fig.4-2Magneticcircuitlengthofeachsegmentofmagneticintegratedcouplingtransformer根据磁路欧姆定律，电磁感应定律等，绘制出其等效磁路，如图4-3所示，为各磁路的磁阻，由所得的此路模型对磁路进行推导计算。图4-3磁集成耦合变压器磁路模型Fig.4-3Magneticintegratedcouplingtransformermagneticcircuitmodel已知磁路的磁阻的计算公式为：（4-5）——磁路材料的磁导率；——磁路的长度；——磁路的截面积。则等效磁路中各磁阻的计算如下：（4-6）其中：（4-7）则磁路中的磁阻可表示为：（4-8）——空气磁导率；——磁芯相对磁导率；——磁芯宽度；——磁芯长度。耦合变压器的磁路—电路等效模型如图4-4所示，由模型可知磁动势和磁通的关系为：（4-9）即：（4-10）图4-4磁集成耦合变压器电路模型Fig.4-4Magneticintegratedcouplingtransformercircuitmodel对该矩阵求逆，则关于磁通的表达式：（4-11）（4-12）（4-13）（4-14）根据电磁感应定律，两个绕组上的电压可分别表示为：（4-15）其中，结合公式（4-4）与（4-15）可求得耦合变压器的自感和互感分别为：（4-16）4.2仿真验证由第三章计算得出的参数，将集成磁件进行建模，利用ANSYS软件中的MAXWELL来对其建模进行仿真，仿真模型如图4-5所示。(a)(b)图4-5磁集成耦合变压器仿真模型Fig.4-5Magneticintegratedcouplingtransformersimulationmodel磁芯仿真如4-6图所示，图为耦合变压器的磁通密度的仿真，图中左侧部分为磁心磁感应强度，其中有最大值和最小值的数值。由于磁芯的饱和程度与最大磁感应强度成反比，最小磁感应强度越小，磁压的分布越趋向于均匀[26]。并且最大值减去最小值所得的数值称作磁密峰峰值。在仿真图中，B的最大值为3.1125T，B的最小值为3e-4T。图4-6磁集成耦合变压器仿真图Fig.4-6Magneticintegratedcouplingtransformersimulationdiagram图4-7为磁集成耦合变压器的磁力线磁通密度的仿真，仿真结果同预测磁力线分布一致，因此磁集成耦合变压器的设计正确。图4-7磁集成耦合变压器磁力线磁通密度Fig.4-7Magneticintegratedcouplingtransformermagneticfluxdensity4.3磁芯的改进对于以上的仿真可以发现磁芯处于饱和状态，会发生高热量的情况，使得能量不能顺利的传到副边。而且时间长了会造成变压器的损坏。因此需要对磁芯进行改进。对于磁芯饱和现象，在磁芯中加入气隙是解决该问题的最优良的办法。加入气隙可以有效的减小磁导率，并且加入气隙可以使LLC谐振变换器中的励磁电感由集成变压器的自感替代。这一点使得谐振变换器的磁性元件又减少了。谐振变换器的体积和质量也减少了很多。磁芯改进的方法是在磁芯的圆环内径中加入了气隙，如图4-8所示。图4-8磁集成耦合变压器改进图Fig.4-8Magneticintegratedcouplingtransformerimprovementdiagram图4-9改进磁路模型Fig.4-9Improvedmagneticcircuitmodel由给出的改进的磁路模型，可以进行简化。将、进行合并，合并为。则变压器的自感和互感为：（4-17）对该类型的磁集成耦合变压器进行了动态仿真，图4-10为其动态仿真的结果图对比。在动态仿真中可以看到其三相磁通的效果是旋转的，也就相当于三相磁通密度是相互抵消的，三相电流在中性点的和为零，且耦合变压器为全耦合型，是百分之百耦合，即其中一相产生的磁通百分之百进入另两相。在仿真图中，B的最大值为1.8186e-3，B的最小值为1.1207e-7，磁密峰峰值也相差不多，由此可见，此种集成方式的耦合变压器具有不易饱和的特点，并且其磁压分布较为均匀。（a）（b）图4-10磁集成耦合变压器动态仿真图Fig.4-10Magneticintegratedcouplingtransformerdynamicsimulationdiagram5仿真实验与分析本章针对第二章的进行的电路拓扑的设计和工作原理的分析，第三章进行的谐振参数的计算、电路元器件的选型、第四章进行的变压器的设计，从而运用saber仿真软件对三相大功率交错并联LLC谐振变换器的主电路进行仿真。仿真的目的主要验证其原边开关MOS管的ZVS零电压开关的实现、副边整流二极管的ZCS零电流开关的实现、谐振腔的电流波形以及输出端是否达到预期目标。如图5-1所示，图为三相大功率交错并联LLC谐振变换器的仿真电路图，是由开关网络、谐振网络、整流网络以及输出端滤波来形成的电路。图5-1三相大功率交错并联LLC谐振变换器的仿真电路图Fig.5-1Simulationcircuitdiagramofthree-phasehigh-powerinterleavedLLCresonantconverter5.1开关网络的驱动信号由于本设计的设计要求是输出功率达到3000W，这一指标已经可以定为大功率场所，因此本设计采用的是对三相进行交错并联的LLC谐振变换器，其三相交错角为各相相差120度