大电流可控电流源的控制方法

大电流可控电流源的控制方法

在普通电路中，电流源的电流通常小于1a。一般来说，采用共同的线性调整振动器的电流源。对于需要提供大电流的可控电流源，采用通用的簇式线性调整振动器的电流源，电源效率低，尤其是负载电阻较低。由于调幅器消耗大部分能，且加热严重，因此需要对热容量进行高要求。在本文中，我们要求对通用的簇式线性调整振动器的源进行积分，采用vm控制方法，并对大型电流源进行配置。这些方法被分析。1线性调整中的电流源1.1比例积分运算电路通用串联式电流源工作原理(图1):输出电流流过RS,产生电压VS,VS经过U1放大后控制Q1,使输出的电流保持不变.A点电压VA=(1+RfR2)×ΙL×RS(1)VA=(1+RfR2)×IL×RS(1)U2构成比例积分运算电路,所以电路稳定时VA=Vref.ΙL=R2×VrefRS×(R2+Rf)(2)VA=Vref.IL=R2×VrefRS×(R2+Rf)(2)调整功率管消耗的功率PQ=(Vin-IL×RL-IL×RS)×IL(3)其中,RL为负载电阻.当RL为0时,调整功率管消耗的功率PQ最大.这时PQ=Vin×IL-I2L2L×RS(4)由于RS很小,一般为5-10mΩ,电源提供的功率有限,电流源输出的最大电流为电源提供的最大电流,调整功率管消耗最大功率PQmax≈Vin×ILmax.(5)1.2功率调整管温升的测量将多个功率管与功率电阻并联后再串联,从而将功率损耗部分转移到功率电阻上,降低功率管的损耗(图2).调整功率管消耗很大,温升很高,而每超过室温10℃,元器件的寿命将缩短一半.TO-220封装从结到外壳的热阻为4.1℃·W-1,TO-247封装从结到外壳的热阻为1.0℃·W-1,只用1个功率管无法满足温升的要求.一般采用多个功率管并联的方法.由于双极性晶体管要求驱动功率很大,因此采用驱动功率小的功率场效应管.假设3个管子的参数相同,R1=R2,负载电阻RL=0,Vgs1、Vgs2、Vgs3分别为Q1、Q2、Q3上的电压,所以Vgs1>Vgs2>Vgs3.当ΙL<VinR1+R2+RDS(ΟΝ)IL<VinR1+R2+RDS(ON)时,Q1工作在线性区,Q2、Q3处于截止状态.调整功率管消耗:PQ1=[Vin-IL×(R1+R2)]×IL(6)PQ2≈0,PQ3≈0当VinR1+R2+RDS(ΟΝ)≤ΙL<VinR2+R1∥RDS(ΟΝ)+RDS(ΟΝ)VinR1+R2+RDS(ON)≤IL<VinR2+R1∥RDS(ON)+RDS(ON)时,Q1工作在饱和区,Q2工作在线性区,Q3处于截止状态.调整功率管消耗:PQ1=I2L2L×RDS(ON)(7)ΡQ2=(Vin-ΙL×R2-ΙL×RDS(ΟΝ))×ΙL-ΡR1ΡQ2ΡR1=R1RDS(2)ΡQ3≈0PQ2=(Vin−IL×R2−IL×RDS(ON))×IL−PR1PQ2PR1=R1RDS(2)PQ3≈0当VinR2+R1∥RDS(ΟΝ)+RDS(ΟΝ)≤ΙL<ΙLmaxVinR2+R1∥RDS(ON)+RDS(ON)≤IL<ILmax时,Q1、Q2工作在饱和区,Q3工作在线性区.调整功率管消耗:PQ1=I2L2L×RDS(ON)(8)ΡQ2=(ΙL×R1R1+RDS(ΟΝ))2×RDS(ΟΝ)ΡQ3=[Vin-ΙL×(R2∥RDS(ΟΝ))-ΙL×RDS(ΟΝ)]×ΙL-ΡR2PQ2=(IL×R1R1+RDS(ON))2×RDS(ON)PQ3=[Vin−IL×(R2∥RDS(ON))−IL×RDS(ON)]×IL−PR2ΡQ3ΡR2=R2RDS(3)PQ3PR2=R2RDS(3)从式(6-8)可知,大部分的损耗转移到功率管电阻上,从而使功率管的损耗减少,降低了功率管的温升.在实际应用中,R1=R2=VinΙLmax×nR1=R2=VinILmax×n,其中n为串联的功率管数量.Rg1、Rg2、Rg3为10-100kΩ.Q2刚进入线性工作区,Q1还没完全进入饱和区,可以通过在Q1的S极串入1个电阻或采用大的RDS(ON)功率管.按以上方法制作最大电流输出为1A、开路电压为12V的电流源,将2种电路的功率管安装在相同的散热器上.在相同条件下,测定RL=0时功率管的温升(表1).用这种电路替代原功率调整管,可以降低功率调整管温升.2buck变换器为电流源2.1电容器的等效电流的确定为了提高电流源的效率,采用Buck变换器电路,使功率调整管工作处于开关模式.Buck变换器的电流源系统示意图见图3.由于负载发生变化时Buck变换器电流工作在连续模式和不连续模式,处于不连续模式时,电流源输出电流的纹波很大,所以采用“Δ”滞环控制方法控制Buck变换器.当接通电源时,由于存在自感,形成自感电动势LdiLdtLdiLdt.在RL没有并联电容C的情况下,根据欧姆定律可得:LdiLdt=Vin-iL×(RL+RS+Rσ)(9)LdiLdt=Vin−iL×(RL+RS+Rσ)(9)假设R′L=RL+RS+Rσ,则LdiLdt=Vin-iL×R′L(10)LdiLdt=Vin−iL×R′L(10)式(10)是一阶线性常系数非齐次微分方程,可用分离变量法求得:i-VinR′L=Κ1e-R′LLt(11)i−VinR′L=K1e−R′LLt(11)式(11)中K1为积分常数变量,将i=0,t=0代入式(11),式(10)满足初始条件的解为i=VinR′L(1-e-R′LLt)(12)i=VinR′L(1−e−R′LLt)(12)假设Vmax、Vmin分别为U2输出的最大电压和最小电压,B点的电压VB=Vref×R6+VC×R7R6+R7(13)VB=Vref×R6+VC×R7R6+R7(13)当Va=Vb时比较器U3翻转.比较器U3翻转时的电感电流ΙL=R2×(Vref×R6+VC×R7)RS×(R2+Rf)×(R6+R7)(14)设Imax、Imin分别为输出的最大电流和最小电流.Ιmax=R2×(Vref×R6+Vmax×R7)RS×(R2+Rf)×(R6+R7)(15)Ιmin=R2×(Vref×R6+Vmin×R7)RS×(R2+Rf)×(R6+R7)(16)式(11)表明电流是增大的,当i>Imax时,控制电路关断Q1,电流i所满足的微分方程为:-LdiLdt=iL×R′L+VF(17)VF为二极管D1的正向压降,忽略VF的影响,由式(17)得-LdiLdt=iL×R′L(18)解式(18)得:i=Κ2×e-R′LLt(19)积分常数K2由初始条件确定.在Q1关断之前,电路中的电流为Imax.将i=Imax,t=0初始条件代入式(19),得K2=Imax.式(18)满足初始条件的解为:i=Ιmax×e-R′LLt(20)式(20)表明电流是变小的,当i<Imin时,控制电路开通Q1,将i=Imin,t=0代入式(11),式(11)满足初始条件的解为i=VinR′L-(VinR′L-Ιmin)×e-R′LLt(21)电路工作稳定后,流过RL的电流ΙL=Ιmax+Ιmin2(22)为了降低输出电流的纹波,可在RL上并连电容C(图3),等效于将电阻Ro和电感Lo与其串联,Ro为等效串联电阻,Lo为等效电感.频率在300kHz以下时Lo可被忽略.C=65×10-6dΙVor(23)式中,Vor为纹波电压.由于纹波电流对铝电解电容器的影响使电容器发热进而缩短使用寿命,因此按式(23)选用电容器时要考虑到电容器本身所能承受的纹波电流.2.2源产生的电流波形根据上述方法,做出Buck变换器构成电流源的样机,实测输出电流波形(图4),实测数据见表2.32源电路的性能的比较对2种电流源电路的性能和适用场合进行对比,结果如表3所示.4电流源类型的选择(1)需要提供大电流的电流源时,可以采用串联式电流源,即将多个功率管和功率电阻并联后再串联的电路替代原功率调整管,降低功率管的温升要求.这种电流源适用于对输出电流精度要求高的