基于转子磁场定向的异步电机矢量控制系统定向校正

基于转子磁场定向的异步电机矢量控制系统定向校正

0转子磁场定向校正算法异步电机是一种非线性的高多变量非线性耦合系统。矢量控制的应用使异步电机可以获得像直流电机一样的控制性能。常用的矢量控制方法是直接转子磁场定向控制和间接转子磁场定向控制,然而,这两种定向方法都受电机参数非线性变化的影响。在间接转子磁场定向控制系统中,由于需要根据转子时间常数计算转差频率,因而控制系统定向精度受转子时间常数的影响。在直接转子磁场定向控制系统中,由于需要计算转子磁链,因而也会受定子电阻或电感等参数的影响。现有的解决方法主要分为两类,第一类是通过辨识电机参数,间接提高定向精度。其中,王明渝等研究了离线参数辨识方法,该方法可为在线参数辨识提供参数初始值,但不能实现在线辨识。文献研究了定子电阻辨识算法,可用于基本矢量控制系统或无速度传感器矢量控制系统中,但该算法受电机电感参数的影响很大。文献研究了转子时间常数的辨识方法。文献提出的方法实现简单,但需要已知电机其他参数,文献提出了基于模型参考自适应理论的转子时间常数辨识方法,通过辨识转子时间常数,实现间接磁场定向控制。为了提高精度,加入了死区补偿算法。然而,在低速轻载的场合,经常会发生零电流钳位现象,电流方向判断困难,造成死区补偿偏差,并且该算法只适用于间接磁场定向控制。文献研究了转子电阻在线辨识方法,然而文献依赖于电感参数,文献依赖于定子电阻,这都降低了系统控制精度。第二类则是直接以提高定向精度为目标,设计定向校正系统,实现系统准确定向。其中,孙大南等设计了实用的异步电机转子磁场定向校正算法,但该算法受定子电阻和死区的影响。樊扬等设计了基于转子磁链q轴分量的异步电机间接矢量控制转差频率校正算法,然而,该算法会导致系统运行过程中易产生振荡甚至不能正常起动,且该算法只适用于间接磁场定向控制。陆海峰等提出了基于无功功率的磁场定向校正算法,该算法克服了定子电阻的影响。然而,在计算无功功率时,采用参考电压代替实际电压,会受到死区的影响。在实际的工程应用中,往往要求控制算法简单可靠,因此,直接设计校正系统,实现系统定向校正的方法更为实用。本文在文献的基础上,为了克服死区影响,提出了一种改进的转子磁场定向校正算法。该算法基于定子电流与转子磁链的点乘,根据模型参考自适应理论建立闭环,既可用于直接转子磁场定向校正,也可用于间接转子磁场定向校正,不受定子电阻的影响,且可直接采用参考电压代替实际电压,不受死区的影响。理论分析和实验结果都验证了该算法的有效性。1基于转子磁场定向控制系统的闭环系统基于无功功率的转子磁场定向校正算法采用的参考模型如式(1)所示,调整模型如式(2)所示。式中:Lm为励磁电感;Lr为转子电感;isd_ref为d轴定子电流指令值;w为同步频率;usα、usβ为静止αβ坐标系下的定子电压;isα、isβ为静止αβ坐标系下的定子电流;Ls为定子电感;σ为漏感系数,σ=1-Lm2/(LsLr);is为定子电流幅值。由式(1)可知,参考模型需要同步频率信息。而矢量控制系统受电机参数的影响,造成同步频率出现偏差,使参考模型受定向影响,而调整模型也受定向影响,最终造成系统动态响应较差。由式(2)可知,调整模型的计算需要定子电压信息,通常采用参考电压代替实际电压,这会受到死区的影响,造成定向不准。为此,本文提出了一种改进的算法。在异步电机转子磁场定向矢量控制系统中,通常定义转子磁链位于d轴,q轴超前d轴90uf0b0。采用转子磁场定向控制,在定向准确时,转子磁链满足以下关系式:式中:isd为d轴定子电流;Ψrd、Ψrq分别为d、q轴的转子磁链。由于电机参数的变化,电机定向角度常常偏于真实的转子磁链角度。在isq>0时,定向不准主要分为定向超前和定向滞后两种情况。当定向超前时,如图1所示,d轴励磁电流偏小,导致d轴转子磁链偏小,定子电流幅值不变,定子电流与d轴夹角偏大,这导致is·Ψr偏小。当定向滞后时,如图2所示,d轴转子磁链偏大,定子电流幅值不变,定子电流与d轴夹角偏小,这导致is·Ψr偏大。综上分析,当定向超前时,真实的定子电流与转子磁链点乘偏小,当定向滞后时,真实的定子电流与转子磁链点乘偏大。当定向准确时,定子电流与转子磁链点乘为当定向不准时,真实的定子电流与转子磁链点乘为式中Ψra、Ψrb为静止αβ坐标系下的转子磁链。因此,可以以式(5)作为参考模型,式(6)作为调整模型,根据模型参考自适应理论构成一种改进的闭环系统实现定向校正。由式(5)可知,该算法参考模型不需要同步频率,不受定向精度影响,因此,该系统动态响应更好。考虑式(5)的物理意义可知,该算法本质上是一种基于励磁电感能量的模型参考自适应算法。2基于低通滤波器的积分补偿算法调整模型计算需要转子磁链信息。常用的转子磁链计算模型主要有电压模型和电流模型,而电流模型受电机参数影响严重;因此,为了尽量减小参数的影响,本文采用电压模型计算转子磁链,如式(7)所示。式中Rs为定子电阻。将式(7)代入式(6),可得稳态时有,可得由式(8)可以看出,调整模型不受定子电阻的影响。为了解决积分问题,本文采用文献设计的采用低通滤波器代替积分并进行补偿的算法。此外,调整模型的计算需要定子电压,在实际系统中,通常采用参考电压代替实际电压,但这会受死区的影响。为此,需要分析死区对本算法调整模型计算的影响。假设控制的开关周期为Ts,死区时间为t,直流侧电压为Udc,不考虑开关过程及管压降时,真实的电压和参考电压的关系可以表示为考虑坐标系abc到αβ的坐标变换,易得假设ia=Icos(ωt),则ib=Icos(ωt-2π/3),ic=Icos(ωt-4π/3),可得其中,通过分析可知(分析过程参见附录A),S在周期[0,2π/uf077]内的平均值为0。因此,只要考虑周期平均值,便有由式(13)可见,该算法调整模型采用参考电压计算,结果与采用实际电压相同,即该算法调整模型不受死区影响,因此,该算法可提高定向校正精度。3定向校正分析3.1误差的动态响应图3给出了定向超前时的定子电流矢量图,可得如下关系式:根据三角函数和差化积公式可得由于采用电流闭环控制,稳态时有式中isq_ref为q轴电流指令值。在dq坐标系下分析误差的动态响应。定义误差为式中:相当于是参考模型;是调整模型。当不考虑电机参数偏差时,有由于很小,将其忽略后可得将式(14)代入式(15),可得由式(16)可知,在时,G(s)>0,此时,当△θ>0,即定向超前时,调整模型偏小,误差ε>0;反之,当△θ<0时ε<0。这与第2节原理分析结果一致。因此,可采用简单的PI调节器构成闭环控制,实现定向校正。只要选择PI参数大于0,便可保证系统具有良好的动态响应性能。3.2稳定期分析3.2.1lm,ls0如式(8)所示,考虑到漏感很小,可认为Lr≈Lm,σLs≈0。又由以上分析可知,调整模型计算不受死区的影响。因此,可近似认为该算法调整模型对校正系统的稳态精度没有影响。3.2.2环境电量参数的动态与稳态分析由式(5)可知,参考模型含有励磁电感参数,受励磁饱和的影响,给定向校正带来偏差。假设励磁电感额定值为Lm,由于运行条件的变化导致其实际值增大为Lm+△Lm。由以上分析,可认为调整模型不受电机参数及死区影响。当闭环系统稳定时,ε=0,调整模型等于。这时,因参考模型参数变化导致的误差εL为综合以上动态与稳态分析,得到如图4所示的闭环校正系统框图。在恒磁通控制时,励磁电感不变,εL=0。此时,当ε>0时,控制使△θ<0,经过PI调节器减小ε;当ε<0时,控制使△θ>0,经过PI调节器增大ε,最终使ε收敛于0。然而,在电动汽车等驱动场合,为了实现最优效率控制,常常采用变磁链控制,导致励磁电感变化,εL≠0。当εL>0时,参考模型偏大,稳态时应使ε=εL>0,才能保证定向得到正确校正,反之控制使ε=εL<0。因此,如果要精确控制,必须已知εL。为了得到励磁电感参数,文献[18-20]研究了励磁电感在线辨识算法,然而这些算法增加了系统的运算量,提高了系统对控制器的要求。但是,如果忽略εL,也必然给控制系统带来误差。为了补偿励磁电感对校正系统稳态精度的影响,本文采用离线参数辨识的方法得到励磁电感与励磁电流的关系Lm=f(isd_ref),将其代入闭环校正系统,实时修改励磁电感参数,提高校正系统的稳态精度。由以上分析,给出定向校正环节的具体实施方法,如图5所示。4试验和试验结果4.1加定向校正前后的转子磁链幅值动态变化仿真仿真采用的异步电机的主要参数如表1所示。仿真时给定励磁电流为35A,转矩电流为72A,机械转速为60rad/s。图6(a)、(b)分别给出了定向超前与滞后时,加定向校正闭环前后的转子磁链幅值动态变化仿真结果。在图6(a)中,1.2s前定向准确,1.2s时在定向角度上突加3rad。由图6(a)可见,没有校正时,由于定向超前,导致转子磁链幅值减小;加校正后,转子磁链幅值基本不变。在图6(b)中,1.2s前定向准确,1.2s时在定向角度上突减3rad。由图6(b)可见,没有校正时,由于定向滞后,导致转子磁链幅值增大;加校正后,转子磁链幅值基本不变。这与理论分析一致,表明该校正算法可以显著提高系统定向精度。4.2电机转子时间常数实验中采用的电机与仿真所用电机参数一致(参见表1)。采用DSP28335构成控制器。开关频率为2kHz,死区时间为6μs。采用间接矢量控制算法,离线辨识得到转子时间常数为0.186,其中转子时间常数Tr的定义如式(17)所示。图7给出了不同转子时间常数下空载运行时的实测电压–频率曲线。给定额定励磁电流为35A。由图7可知,对于不同的转子时间常数,其输出电压基本相等,这是由空载条件下转矩电流很小,转差频率很低造成的。这说明空载时电机端电压可代表定向准确时的电机端电压。加载时,如果定向准确,则电机电压应保持空载时的电压值基本不变。图8给出了转矩电流为21.9A时的加定向校正闭环和不加定向校正闭环时的实测电压–频率曲线。可见,不加定向校正闭环时,定向偏差严重。这主要是由于电机转子时间常数不仅受励磁电感影响,而且受集肤效应和电机的非线性特性的影响。加定向校正闭环后,电机输出电压接近空载时的电机电压,定向得到校正。基于无功功率的算法受死区的影响,因而定向校正精度受到限制。图9比较了采用本文所提算法和基于无功功率算法的磁场定向校正效果。由图9可见,由于基于无功功率的算法受死区的影响,导致参考模型大于真实值,造成定向超前,励磁电流偏小,电机电压偏小,本文所提算法则较好的实现了定向校正。图10给出了没有校正时不同频率、不同转矩电流时的电压曲线。图10中从下至上频率从15Hz开始以5Hz的间隔增加到80Hz。图11给出了加入校正环时的对应电压曲线。对比图10和图11可见,加入校正控制后,克服了电机参数非线性变化的影响,系统定向精度显著提高。5出入资料的规制针对异步电机参数对磁场定向控制的影响问题,设计了一种改进的转子磁场定向校正算法,解释了其校正原理,研究了死区对该算法的影响,并与无功功率算法进行了实验对比。由仿真和实验结果可知,该方法不受死区影响,与传统的基于无功功率的算法相比,采用该方法可以提高磁场定向校正精度。Theparametersofinductionmotorsareaffectedbytemperature,fieldcurrentandsoon,whichresultsinorienteddeviationintherotorfluxorientedvectorcontrol.Althoughthealgorithmbasedonreactivepowercanrealizeorientedcorrection,thecorrectionalaccuracyisaffectedbythedeadzone.Therefore,amodifiedmethodisproposedbasedonthedotproductofthestatorcurrentandrotorflux.Aclosed-loopsystemisestablishedbasedonthemodelreferenceadaptiveprinciple.Thenequation(1)ischosenasthereferencemodelwithequation(2)astheadjustablemodel.Thecorrectionalaccuracyisimprovedbecausetheadjustablemodelisindependentofthedeadzonewhenthereferencevoltageisusedinsteadoftheactualvoltage.Fig.1isthespecificimplementationdiagramofthisalgorithm.Alargenumberofsimulationandexperimentalresultsaregiveninthispapertoverifytheeffectivenessoftheproposedalgorithm.Fig