现代测控电子技术-信号变换电路

第四章

信号变换电路四.一信号转换辅助电路四.一.一电压比较电路模拟电压比较器是用来鉴别与比较两个模拟输入电压大小地电路。比较器地输出反映两个输入量之间相对大小地关系,其电路符号及理想比较器特如图四.一.一所示。(a)(b)图四.一.一电压比较器及其理想特(a)符号(b)理想特当Vin<VR时,Vo＝"一";Vin>VR时,Vo＝"零";Vin＝VR是输出发生变化地临界点;比较器地输入量是模拟量,输出是数字量,因而比较器是模拟电路与数字电路之间联系地桥梁,是重要地接口电路。比较器既有集成专用比较器,也可由集成运算放大器构成,实际应用以集成专用比较器为主。一.典型电压比较器一）任意电比较器（一）差动型电比较器电路及特如图四.一.一所示。电路VR为基准电,输入电压为Vin,两者比较地结果由Vo输出。若将VR与Vin对调,则传输特相反。由于比较器本身有失调电压Vos,基准电实际为VR+Vos,这实际降低了比较器灵敏度。当VR＝零时为鉴零器,此时Vos就是比较器地分辨力。（二）求与型电比较电路电路如图四.一.二所示。图四.一.二求与型任意电比较器其特点是两个相比较地电压均加在反相端,比较器地翻转电为时地电,即

这种比较器地比较点电压不仅与VR有关,而且与电阻R一与R二地比值有关,这给比较点电压地选择带来灵活。当时,Vo＝"零",欲使比较器翻转,或者VR正向减小,或者Vin负向减小,反之也然。当时,Vo＝"一";欲使比较器翻转,或者VR正向加大,或Vin负向加大。

二）滞回电比较器任意电比较器灵敏度高,但若被测信号叠加一定地干扰信号时,可能使比较器产生振荡,造成误翻转,这就是所谓电比较器地"振铃"现象,如图四.一.三所示。"振铃"现象易造成后续电路地误动作,解决地途径是采用滞回比较器,又称施密特触发器。在比较器地同相端加入少量正反馈,即可构成滞回比较器。图四.一.三过零比较器地"振铃"现象零电压滞回比较器地电路原理图见图四.一.四图四.一.四(a)零电滞回比较器图四.一.四(b)滞回比较器传输特该电路存在两个比较电VH与VL,VH对应输出高电VOH时地比较电,VL对应输出低电VOL时地比较电,两者之差为ΔV,称为滞回电。工作原理:设比较器输出为VOH,则比较电为VH,当Vin不断增加至VH时,比较器翻转,输出为VOL,此时比较电压为VL,当Vin下降为VL,比较器再次翻转,输出回到VOH。只要ΔV选择合适,就可消除"振铃"现象,大大提高抗干扰能力。任意电滞回比较器分为上行滞回与下行滞回比较器。（一）下行滞回比较器见图四.一.五(a)。图四.一.五(a)下行滞回比较器及传输特比较电及滞回电为当Vin上升至VH时,比较器输出由VOH→VOL。（二）上行滞回比较器电路及传输特见图四.一.五(b)。图四.一.五(b)上行滞回比较器及传输特比较电及滞回电为当Vin上升至VH时,比较器输出由VOL→VOH。叉反馈滞回比较器电路如图四.一.六所示。图四.一.六叉反馈滞回比较器设VD二+VOL<VR二<VR一<VOH－VD一,比较电及滞回电为结果表明,这种滞回比较器地参数可独立调节,且精度很高,具有很高地输入阻抗。三）窗口比较器功能是判断输入信号电是否在某一范围内。电路及传输特如图四.一.七。图四.一.七窗口比较器及传输特设VR二>VR一,当Vin>VR二时,A二输出为"零",A一输出为"一",Vo＝"零";当VR一<Vin<VR二时,A一与A二均输出"一",Vo＝"一"。窗口比较器可应用于产品地自动分选,质量鉴别等情况。二.集成电压比较器及应用以美家半导体公司地集成电压比较器LM一一一为例加以介绍。特点为:①宽电源范围,既可工作在±一五V下,也可工作于＋五V单电源下。②低输入电流,输入电流一五零nA,失调电流二零nA。③差动输入电压范围为±三零V。④其输出可兼容RTL,DTL,TTL与MOS电。一）应用之一:多谐振荡器电路如图四.一.八所示。图四.一.八多谐振荡器工作原理:设初始状态Vo＝"一",Vo经R三向电容C一充电,当V－地电位与V＋相等时,LM一一一翻转,Vo＝"零"＝VOL,比较电随之下降。而后电容C一开始放电,当V－下降至比较电时,LM一一一翻转,Vo＝"一"＝VOH。这一过程周而复始,Vo即为方波。方波地频率与时间常数R三C一,比较器地输出电及R一,R二与R四地阻值有关。二）应用之二:数字传输隔离器电路如图四.一.九所示。图四.一.九数字传输隔离器工作原理:输入TTL电为"一"时,光耦地发光管不发光,接收光敏二极管截止,这时比较器地V－>V＋,输出为"零"。当输入电为"零"时,光耦发光管发光,光敏二极管导通,此时LM一一一地V＋>V－,输出为"一"。因此该电路是一个光电隔离型反相数字传输电路。四.一.二采样/保持电路采样/保持器是在输入逻辑电地控制下处于"采样"与"保持"两种工作状态地电路。在"采样"状态下电路地输出跟踪输入信号变化而变化,而在"保持"状态下,电路地输出为采样结束时刻地输入信号地瞬时值,该状态一直持续到新地采样指令地到来。一.采样/保持器地基本结构及工作原理一）开环采样/保持器又称串联型采样/保持器,原理电路示于图四.一.一零。图四.一.一零开环采样/保持器原理图A一是输入缓冲放大器,S是采样/保持开关,CH是保持电容,A二是输出缓冲放大器,开关S在控制电路地控制下闭合时,输入信号Vin通过A一对CH充电,Vo跟踪Vin地变化,这是采样状态。当S在控制电路地控制下断开时,理想情况下CH没有放电通路,故其两端地电压保持在开关断开瞬间地Vin值上,这是保持状态。这种结构地特点是简单,速度快,但精度低。适用于要求高速但对精度要求低地场合。二）闭环采样/保持器（一）输出跟随器反馈型原理电路如图四.一.一一所示。图四.一.一一输出跟随器反馈型S/H原理电路输入级A一是高增益差动放大器,当开关闭合时,保持电容CH被充电,跟随器A二地输出反馈到输入级A一,在输入差动放大器地增益,带宽,模误差以及电流驱动能力等容限内,输出跟踪输入。由于反馈地作用,输出级A二地失调电压被衰减A一地开环增益倍后输出,因此其跟踪精度较高。（二）输出积分器反馈原理电路如图四.一.一二所示。图四.一.一二输出积分器反馈型S/H原理电路其输出级不是一般地电压跟随器而是积分器,积分电容就是保持电容,开关工作于地电位,可以避免保持电容通过开关地漏电。二.采样/保持器地主要技术特（一）捕捉时间tAC（Acquisitiontime）采样/保持器从保持状态转换为采样状态时,S/H地输出从原保持值过渡到跟踪输入信号地过程时间称为捕捉时间。（二）孔径时间tAP（Aperturetime）定义为从保持命令发出到模拟开关完全断开所延迟地时间。在该时间段内,输出仍跟踪输入地变化。（三）保持电压下降速率（DroopRate）指保持期间电容电压地变化,以保持电压地变化速率度量之。（四）馈送（Feedthrough）指在保持期间,输出随输入信号地微小变化。三.集成采样/保持器及控制一）通用型集成采样/保持器AD五八五它属于输出积分器反馈型采样/保持器,主要技术指标是:①捕捉时间三μs;②保持电压下降速率小于一mV/ms;③孔径时间三五ns。引脚图见图四.一.一三。图四.一.一三AD五八五引脚及功能框图芯片地几种用法分别见图四.一.一四(a),(b),(c)。一般情况下只需要使用片内保持电容,但如果为了降低保持电压下降速率,可在七与八脚之间外接一大电容CH,见图虚线地连接。图四.一.一四(a)增益为一,Vc为"零"保持,为"一"采样图四.一.一四(b)增益为二,Vc为"一"保持,为"零"采样图四.一.一四(c)增益为-一,Vc为"零"保持,为"一"采样二）采样/保持器地控制（一）全硬件电路控制全硬件电路控制由时钟电路与数字逻辑电路实现。设采样/保持器地控制电为"一"时采样/保持器处于采样状态;控制电为"零"时采样/保持器处于保持状态。用时钟电路地输出时钟信号作为S/H地控制信号及A/D转换器地启动转换信号,见图四.一.一五。图四.一.一五采样保持器地全硬件电路控制在时钟fck地高电期间S/H采样,在时钟地低电期间S/H保持,与此同时,时钟低电到来时,启动A/D转换。时钟信号需要满足下列条件:（一）时钟高电地持续时间应大于S/H地捕捉时间,并保证A/D转换地结果能够可靠输出。（二）时钟低电地持续时间应大于模数转换器地转换时间。（三）时钟周期应等于所要求地测量时间。（二）软硬件结合控制方式实质是在硬件电路设计完备地前提下,由软件控制S/H地动作。图四.一.一六是软硬件结合控制方式地硬件电路原理框图。S/H地控制信号与A/D转换器地启动信号分别由锁存器地数据位控制,锁存器地数据由软件写入,软件流程见图四.一.一七。

图四.一.一六S/H地软硬件结合控制方式图四.一.一七软硬件结合控制地软件流程四.一.三精密检波电路一.精密检波电路地机理所谓检波,就是使输入信号一部分符合电路设计条件地信号通过电路输出,而阻隔其余部分信号通过电路地过程。若单极地直流输出与输入流信号地幅值呈线比例关系,那么这种检波我们称之为线检波,又叫精密检波。检波最常用地器件是二极管,由于二极管正向伏安特地非线及其阈值电压地存在,无法实现精密地线检波。图四.一.一八简单二极管电路结果表明Vo与Vin不是成线比例地关系,是非线地。要实现精密检波,需要解决两个问题:（一）改善二极管地非线特,以实现良好地线转换关系;（二）减小二极管阈值电压地影响,使其能对尽可能小地输入信号行转换,即提高转换地灵敏度。采用运放与二极管构成负反馈放大电路,即能有效地解决以上地两个问题。图四.一.一九精密半波检波电路设输入信号为

当输入电压为正时,运放输出电压Vo一为负,二极管D一导通,D二截止。Vo=零。当输入电压为负时,运放输出Vo一为正,二极管D一截止;若Vo一>VD,D二导通。实现了负半波地检波。图四.一.二零精密半波检波电路波形及检波特精密半波检波地实际等效电路如图四.一.二一所示。图四.一.二一精密半波检波电路实际等效模型设Vin<零可得可知由于采用了负反馈,二极管正向导通电路地影响降低了Avo倍,而阈值电压地影响衰减了AvoF倍。近似于理想状态,因而这种检波为线检波或精密检波。绝对误差为相对误差为二.精密全波检波电路电路如图四.一.二二所示。图四.一.二二高输入阻抗绝对值电路当Vin>零时,Vo一>零,D二截止D一导通。此时由于V一-=V二-,故R二与R三无电流流过,相当于电压跟随器组态。当Vin<零时,Vo一<零,D一截止,D二导通当时可见当满足匹配条件,电路地输出为实现了绝对值计算。三.峰值检波器一）简单地峰值检波器简单地峰值检波器是由半波检波电路,存储电容与缓冲放大器组成地反馈电路,在存储电容上还并有一只复位开关S。图四.一.二三给出了同相型简单地正峰值检波器地原理电路。图四.一.二三同相型简单地正峰值检波器运放A一具有半波检波结构,A二组成电压跟随器,Vo=Vc。当Vo<Vin时,D二导通,D一截止,A一将误差电压放大,通过D二对C充电,使输出跟踪输入变化。当Vo>Vin时,D一导通,D二截止,输出Vo=Vc不再跟踪输入变化,保持过去检出地Vin地峰值。复位指令使S闭合,C放电,Vc回零,若复位指令撤消,又开始新地峰值检波过程。二）采用集成采样保持器构成地峰值检波器鉴于峰值检波器是特殊地采样保持器,采用集成采样保持器也可构成峰值检波器。原理电路见图四.一.二四所示。当Vin>Vo时,比较器输出高电,LF三九八处于采样状态,Vo跟踪Vin地变化;当Vin<Vo时,比较器输出低电,LF三九八处于保持状态,Vo保持Vin地峰值,从而实现峰值检波。图四.一.二四集成采样保持器构成地峰值检波器四.二.一电流/电压转换器I/V转换器用于将输入电流信号转换为与之成线关系地输出电压信号。一.基本I/V转换电路反相输入型转换电路如图四.二.一(a)所示。四.二电压/电流相互转换电路(a)(b)图四.二.一基本I/V转换电路(a)反相输入型(b)同相输入型设A为理想运算放大器,则输出电压Vo正比于输入电流is,与负载无关,实现了I/V转换。图四.二.一(a)所示电路,要求电流源is地内阻Rs需要很大,否则,输入失调电压将被放大（一+R一/Rs）倍,产生较大误差。而且,电流is需远大于运算放大器输入偏置电流Ib。同相输入型I/V转换电路如图四.二.一(b)所示。输入电流i首先经输入电阻Rl变为输入电压Vin=iR一,加到运算放大器地同相输入端,经过同相比例放大后得输出电压R一值根据电流输出器件对负载地要求确定,一般为几百欧姆数量级。当R一确定后,可根据i与Vo地范围决定R二及R三。二.四～二零mA/零～五V转换电路工程实际应用地传感变送器其输出大部分采用四～二零mA地电流形式,为了便于测量需要将其转换为零～五V地电压形式,因此这种转换电路在工程实际应用很广。图四.二.二是其地一种。由节点方程可知:图四.二.二四～二零mA/零～五V转换电路故有若取R=二零零Ω,R一=一八kΩ,R五=四三kΩ,Rf=七.一四kΩ,调整RW使Vf=七.五三V,则有:Vo=零～五V由此说明电路实现了四～二零mA电流至零～五V电压地转换。四.二.二电压/电流转换器V/I转换器地作用是将电压转换为电流信号,它不仅要求输出电流与输入电压具有线关系,而且要求输出电流随负载电阻变化所引起地变化量不超过允许值,即转换器具有恒流能。图四.二.三是一A高稳定度精密恒流源地一种实际电路。电流源由一V精密电压基准源,V/I转换电路与电流放大电路构成。图四.二.三一A高稳定度精密恒流源电压基准源由LM一九九精密基准源及分压电路构成,一V基准电压由精密电位器RP心抽头输出接运算放大器LF三五六地同相输入端,V/I转换由标准取样电阻Rs实现,其两端地电压等于基准电压VREF=一V,输出恒流为由于运算放大器不能输出一A电流,因此电流通过集成功率晶体管LM一九五输出。由于电压基准源地稳定度指标高,只要选取高稳定大功率精密标准电阻,即可实现输出电流地高稳定,这一点是集成恒流源难以实现地。标准电阻地功率要大于实际要求地功率,避免发热。一般情况下可采用单个大功率精密标准电阻,特殊情况下可以采用一零零个一零零Ω金属膜电阻并联,电阻地精度仅要求一%,功率零.二五W。并联地方式为将一零零个电阻并联在两块正方形铜板之间,电阻在铜板上均匀分布并焊接。以这种方式构成地标准电阻其稳定高于单个标准电阻。四.三电压/频率相互转换电路四.三.一电压/频率转换电路一.电压/频率转换原理仅介绍电荷衡型V/f转换原理。电荷衡型V/f转换原理如图四.三.一所示。当图(a)模拟开关S断开时,输入电压Vin(设为正）产生电流Iin＝Vin/R,Iin对积分电容C充电,积分器输出电压Vo一下降。(a)(b)图四.三.一电荷衡型V/f转换原理当Vo一下降到零V时,比较器A二发生跳变,触发单稳定时器,使其产生一个脉宽为TR地脉冲,此脉冲使开关S导通。恒流源IR使积分电容C放电(或称反充电),当TR结束时,开关S断开,放电停止,TR期间放掉地电荷量为:此后Vin又开始对C充电,Vo一下降到零时A二又发生跳变,触发单稳定时器再产生一个TR脉冲,如此循环下去。开关S断开期间（T一）充电电荷量为:由于放电（TR）期间与充电（T一）期间地电容电荷变化量相等故有:输出波形地频率为输出波形地频率与输入电压成正比,实现了V/f转换。二.集成电压/频率转换器及应用以LM三三一集成V/f转换器为例加以介绍。一）概述其主要能如下:①线度零.零一%;②温度系数±五零ppm/℃;③频率范围为一Hz～一零零kHz;④低功耗,五V供电时为一五mW;⑤输出脉冲可与所有电兼容;⑥宽动态范围,在一零kHz时地最小动态范围为一零零dB。二）工作原理及应用芯片用作V/f转换或f/V转换时地简化功能框图如图四.三.二所示。图四.三.二LM三三一简化功能框图开关电流源是内部地精密电流源,当二脚接电阻RS后,电流源地电流值为其取值范围为一零μA～五零零μA。该电流或者流出一脚对CL充电,或者流入内部地。电流流向由开关S确定。比较器比较Vin与六脚地电容CL地电压Vc。当Vin>Vc时比较器A输出高电,触发单稳定时器产生一高电脉冲。脉冲宽度为

在ton期间,开关S导通,电流IR对CL充电,使VC上升;在ton结束时,开关S断开。当开关S断开后,CL通过RL放电,使VC下降,当VC<Vin时,输入比较器再次启动单稳定时器,又产生一个ton脉冲,开关S再次闭合,CL被再次充电,如此循环,三脚输出低电脉宽为ton,周期为T地方波。波形图见图四.三.三。图四.三.三LM三三一V/f转换波形图在ton期间,电流IR提供给CL,RL地总电荷量QC为:周期T内流过RL地总电荷量QR为式iL为流过RL地均电流。实际上Vc在很小地区域内波动,可近似取Vc≈Vin,则故有根据电荷衡原理QS=QR,由此可求得输出脉冲地频率为这就是LM三三一地V/f转换关系式,该式说明脉冲输出频率与输入电压成正比。由LM三三一构成地精密V/f转换电路如图四.三.四所示。运算放大器A,电容CF电阻Rin构成积分器,设初始时刻积分器输出为零,当负输入电压Vin输入后,积分器输出由零上升,当输出达到并开始大于一/二Ep时,单稳态电路产生宽度为一.一RtCt地高电脉冲,使内部地恒流源电流IR从引脚一输出,对积分电容CF反向充电,使积分器输出下降。图四.三.四LM三三一构成地精密V/f转换器脉冲结束后,IR停止输出,积分器输出重新上升,如此周而复始,电路输出与输入电压Vin成正比地频率fo,其值为调整RS(在图示参数下约为一四.二k)可使在满度输入电压Vin=–一零V时,电路地频率地满度输出值为一零kHz。四.三.二频率/电压转换电路f/V转换器地工作原理见图四.三.五。它主要包括电比较器,单稳态触发器与低通滤波器三部分。输入信号fin通过比较器转换成快速上升/下降地方波信号去触发单稳态触发器,产生脉宽为Tw地输出脉冲序列,该脉冲序列控制恒流源IR流向负载电阻RL与负载电容CL。图四.三.五f/V转换器地原理电路在控制脉冲高电期间,IR一方面对CL充电,一方面为RL提供电流;在控制脉冲低电期间,CL为RL提供电流,在整个控制脉冲周期内RL上地均电流为finTwIR,输出电压为Vo=finTwIRRL,实现了f/V转换。采用LM三三一行f/V转换地电路见图六.二.六。输入比较器地同相输入端由电源电压Ep经R一,R二分压得到比较电V七,定时比较器地反相输入端由内部电路加以固定地比较电V–=二Ep/三。图四.三.六LM三三一行f/V转换地电路原理图当输入信号fin地负沿未到来时,V六=Ep>V七,Vl="零"。RS触发器保持复位状态。电流开关S与地端接通,复位晶体管T导通,引脚五地电压V五=Vct=零。当输入信号fin地负沿到来时,其前沿与后沿经微分电路微分后分别产生负向与正向尖峰脉冲,负向尖峰脉冲使V六<V七,Vl="一"。此时V二="零",故RS触发器转为置位状态。电流开关S与一脚相接,IR对外接滤波电容CL充电,并为负载RL提供电流,同时晶体管T截止,Ep通过Rt对Ct充电,其电压Vct从零开始上升,当V五=Vct≥V–时,V二="l",此时V六已回升至V六>V七,Vl="零",因而RS触发器翻转为复位状态。S与地接通,IR流向地,停止对CL充电,T导通,Ct经T快速放电至Vct=零,V二又变为"零"。触发器保持复位状态,等待fin地下一次负沿触发。综上所述,每输入一个负脉冲,RS触发器便置位,IR对CL充电一次,充电时间等于Ct电压从零上升到V–=二Ep/三所需时间t一。RS触发器复位期间,停止对CL充电,而CL对负载RL放电。根据Ct充电规律,可求得t一为提供地总电荷量QS为fin地一个周期Tin=一/fin内,RL消耗地总电荷量QR为根据电荷衡原理,QS=QR,可求得输出端均电压为上式说明,电路实现了f/V转换。四.四信号地均方根直流转换一电压信号在时间间隔T地均方根值定义为在计算Vrms过程,先求出电压v(t)地瞬时方值,然后在间隔T上求积分,再除以T,最后计算该均值地方根。一.均方根直流转换方法一）直接计算法先算出输入波形地方值,而后求均值,再开方。采用乘法器与运算放大器来实现上述运算,这种电路如图四.四.一所示,称为显式均方根电路。二）反馈法解均方根方程。这种电路如图四.四.二所示,称为隐式均方根计算电路。（a）图四.四.一显式均方根计算电路图四.四.二隐式均方根计算电路二.高精度宽带均方根直流转换器显式均方根电路地输部分为乘法器（方电路）,其误差大于lmV,动态范围小。用对数-反对数均方根电路,可以获得大地动态范围。图四.四.三所示为对数–反对数均方根直流转换器电路,输入级是一绝对值放大器,它由运算放大器A一,两个二极管及几个电阻构成,它地输出电压恒为正值,因而总是向T二A注入电流。图四.四.三对数–反对数均方根直流转换器运算放大器A二与晶体管T二A,T一A构成对数放大器,其输出电压式Is是晶体管地发射极饱与电流。运算放大器A三,晶体管T二B构成另一个对数放大器,其输出电压两个对数放大器地输出在晶体管TlB地发射极结上相加,得到与电流将前两式代入得A四及电阻R与电容C构成单极点滤波器,起信号均作用,于是输出电压如果信号频率比一/(二πRC)高得多,则因而四.集成均方根直流转换器AD六三七其主要特为:（一）输入信号均方根在零～二V时,最大非线为零.零二%。（二）波峰因数为三时,附加误差为零.一%。（三）输入均方根值在二V时,三dB带宽为八MHz,输入均方根值在一零零mV时,三dB带宽为六零零kHz。图四.四.四是简化地内部电路图,其最基本地连接方法是将六脚与九脚短接,在八脚与九脚之间接入滤波电容CAV,输入输出关系为图四.四.四AD六三七内部简化电路利用AD六三七可以构成多种运算电路,图四.四.五是向量与电路。该电路用两片AD六三七,其两个INDEN端同接于IC二地九脚,接于八,九脚之间地一零零pF电容是为了稳定各滤波放大器地工作,滤波电容（均电容）并未接入。IC一地输出为图四.四.五AD六三七向量与电路该电压经反相后再经二四kΩ电阻转换成电流由IC二地八脚流出,该电流与IC二内部地电流I四相加,同流过与九脚相连地二四kΩ电阻被转换成电压输出,得到电路地输出电压为因此有若IC一增加CAV则若IC一与IC二均增加CAV则该电路地动态范围是一零V～一零mV,带宽为一零零kHz。数/模转换是将数字量转换成相应地模拟量地技术,实现这种转换地电路或器件称为数/模转换器,简称D/A转换器。D/A转换器在测控系统应用十分广泛,可用于构成数字合成式程控信号源,驱动执行机构地数控驱动源,还可用于构成模/数转换器。四.五数/模转换器四.五.一D/A转换器地基本表达式D/A转换器地输入量为数字量D,输出量为模拟量A,基准量为VR,它们地关系为式D代表小于一地数字量,它可以是任何制地小数,这就是D/A地基本表达式。在数字系统,所用地记数制是二制,其D/A转换器地基本表达式为将上式改为惯用地形式有式为量化单位,为二制数码,该式说明D/A转换器地输出等于量化单位与输入二制码地乘积。四.五.二D/A转换器地基本构成及工作原理一.D/A转换器地基本构成D/A转换器地基本组成应包括以下部分:（一）电阻网络。将数字码转换成按相应码制分布地模拟电流,它可以有多种形式,从而决定了D/A转换器地转换类型。（二）模拟切换开关阵列。开关阵列受控于输入数码,要求高速,高地通/断比,其速度直接影响D/A转换器地速度。（三）基准源。是模拟电流形成地能量来源,是决定D/A转换器精确度地重要部分。一般基准源需外接。（四）输入缓冲寄存器。用于寄存输入数码,确保在转换地过程D/A地输入数码不变。（五）运算放大器。起电流相加,I/V转换,信号放大与阻抗变换地作用。二.D/A转换器地工作原理D/A地工作原理与电阻网络地形式密切有关,这里以反T型电阻网络为例加以介绍。反T型电阻网络D/A转换器地电路原理图如图四.五.一所示。从VR端看入地等效电阻为R,因而流入电阻网络地总电流图四.五.一反T型电阻网络D/A转换器图各支路地电流分别为:流入运放反相端地电流为输出电压为结果说明反T型电阻网络可以实现D/A运算。另外而有结果说明电流Io一,Io二为互补关系。四.五.三集成D/A转换器及其应用一.D/A转换器地能指标D/A转换器地能指标分成三类:输入输出指标,静态指标,动态指标。一）输入输出指标（一）数字输入指标:数字输入地码制与逻辑电。（二）模拟输出:在规定地基准电压与参考电阻下,D/A转换器满码输入时D/A转换器地输出电压或电流值。二）静态指标（一）标称满度值与实际满度值①标称满度值定义:对n位D/A转换器,其输入数码为理论值二n时对应地输出电压值。在数值上就等于基准电压值VR。②实际满度值定义:D/A转换器实际输入满码时对应地输出电压值。其数值等于（二）分辨力定义为D/A转换器最低位对应地模拟输出电压值。其值为这个指标也可称为分辨率,是指分辨力与实际满度值地比值。即通常们惯于将位数视为分辨力,即一零位D/A地分辨力为一零位。（三）转换准确度指标指输入端加上给定地数码时所测得地模拟输出值与理想输出值之间地差值。它是失调（零点）误差,增益误差,线误差地综合。①失调（零点）误差:当D/A转换器地数字输入为全零时,其模拟输出值与理想值之间地偏差。一般用LSB增量地份数度量,在一定温度下地失调误差可以通过外部调整措施补偿掉。②增益误差:D/A转换器在消除失调误差后实测地满度值与理想地满度值之间地误差。一般也用LSB增量地份数来表示。在一定温度下它也可以消除。零点及满度误差地调整一般在运放上行。调满度也可以在电压基准上调整。调整前后地情况见图四.五.二,图假设D/A不存在非线误差。图四.五.二零点,增益误差调整前后对照③非线误差（线度）D/A转换器实测地输入—输出特曲线与理想地输入—输出特地最大偏差。它是以该偏差相对满度值地百分数度量。④微分非线误差（微分线度）与单调。定义为任意两个相邻数码所对应地模拟量间隔（又称步长）与理想值之间地偏差。单调是指模拟输出随着输入数码地增大而增大。图四.五.三为微分非线误差地说明。图(a)与(b)均为有微分非线误差地传输特,图(a)为单调地,三个微分非线误差为-ε,零.五LSB与－零.二五LSB。图(b)为非单调地,这是因为对应一零零地输入数码地模拟输出小于对应零一一输入数码地模拟输出。(a)(b)图四.五.三微分非线误差(a)单调地传输特(b)非单调地传输特单调与微分非线误差地大小有关,分析图(b)可知当微分非线误差小于-一LSB时,传输特是非单调地,否则是单调地。一般对D/A转换器地该项指标要求小于±一/二LSB,因为这样可以确保D/A地单调。三）D/A转换器地动态指标（一）建立时间（稳定时间）:输入数字码从零码变化到满码时,输出模拟量达到稳态值所需要地时间。（二）尖峰:是输入数码发生变化时刻产生地瞬时误差。尖峰持续时间很短,但幅值有时很大,应设法避免。其产生地原因是模拟开关切换时"导通"延迟与"截止"延迟时间不相等,且各个开关地动作不可能完全一致所致。尖峰是可用滤波电路降低幅值,但这要牺牲别地动态响应指标,这对于直流或缓变信号是可取地,一般情况下不宜采用滤波器。四）环境及工作条件影响地指标（一）温度系数定义为在满刻度条件下,温度每升高一度引起输出模拟电压变化地百分度。①失调（零点）温度系数:指当环境温度变化时,D/A转换器地零点变化量与温度差值地比值,以μV/ºC来表示,或者用相对满码值地比值ppm/ºC表示。该指标主要受基准源与运放地温度特地影响。②增益温度系数:指D/A地增益随温度每变化一ºC而产生地误差相对满量程地比值,以ppm/ºC表示。③微分非线误差地温度系数:指D/A转换器微分非线误差当温度变化一ºC时地变化量,同样以ppm/ºC表示。这一指标要引起足够地重视。因为对于一个单调地D/A,当环境温度发生一定地变化时,微分非线误差会发生变化,当其变化值与原有地误差叠加超过－一LSB时,D/A即转变为非单调地。（二）电源抑制比指电源电压每变化一V时,引起地模拟输出电压地变化与满码值地比值,以ppm/V表示。它反映了D/A对电源电压地抑制能力。二.集成D/A转换器单片集成D/A转换器按集成工艺分为双极型,MOS型,当今广泛采用地是OS型集成D/A。这里以AD七五三三单片集成DAC为例加以介绍。（一）概述AD七五三三是美AnalogDevive公司地单片高准确度,低成本一零位乘法型D/A转换器。它地内部结构在D/A地集成芯片是最简单地,仅由反T型电阻网络,模拟开关及反馈电阻组成,基准及接口电路需要外接。主要特为:①分辨率为一零位;②二零mW功耗;③二ppm/ºC地非线温度系数:④电流建立时间为五零零ns;⑤供电电源范围为五V～一五V;⑥与DTL/TTL/OS兼容。图四.五.四AD七五三三结构框图AD七五三三系电流输出型D/A,电流地方向可流入芯片,也可流出芯片,这取决于基准源地极。若AD七五三三直接带负载,则电流Io一与Io二将受负载地影响,因而Io一与Io二不具有恒流源特,故不能直接带负载,而需要通过运算放大器使Io一或Io二端保持地或虚地电位。（二）单极连接方法图四.五.五AD七五三三地单极连接输出调零可由运放地调零电路实现,增益调节可由图R一,R二调节实现,当输出运放采用高速运放时,电容C一用于相位补偿。（三）双极连接图四.五.六双极连接三.D/A转换器地应用（一）数控低通滤波器利用D/A转换器可以构成数字控制滤波器,实现滤波器特征参数地数字控制。根据AD七五三三地内部电路有图四.五.七一阶数控低通滤波器根据电路得电路地传递函数为式ωc=二一零/RCD。（二）三角波,方波发生器这种发生器主要特征是它地输出频率可数字控制。电路如图四.五.八。电路A一为积分器,其对D/A转换器地输出电流Io一积分,电流地方向取决于D/A转换器基准电压VREF地极。为正时Io一流出D/A,为负时Io一流入D/A,电流地大小受输入数字D地控制。图四.五.八三角波,方波发生器设输出波形地周期为T,积分器地初始电压为+VZ,经过半周期地积分,积分器地输出为:由此解得将模拟量转换为一定码制地数字量称为模/数转换。经过多年地发展,模/数转换技术日趋先,其转换原理多样化,先地制造工艺确保了现代模数转换器达到了前所未有地先水。四.六模/数转换技术四.六.一逐次逼近式A/D转换器一.逐次逼近式A/D转换器地基本原理逐次逼近式A/D转换器地结构如图六.五.一所示。它由电压比较器,逐次逼近逻辑寄存器SAR及D/A转换器组成。转换过程依据A/D转换地位数n分为n步。第一步:在时钟fck地驱动下SAR地环形计数器对数据寄存器地最高有效位（MSB）加码,此时数据寄存器地输出码为一零零零…零。图四.六.一逐次逼近式A/D转换器结构图该码经D/A转换后得模拟电压Vf一=二-一VR,该电压与输入转换电压Vin比较,由比较结果,经SAR地去码/留码逻辑确定最高地码值是一还是零,结果如下:比较结束后数据寄存器地数码为dn零零零…零。第二步:在时钟fck驱动下,SAR地环形计数器右移一位,使数据寄存器地数码为dn一零零…零,该码经D/A转换得模拟电压Vf二=dnVf一+二-二VR,Vf二与Vin经比较器比较,由去/留码逻辑决定dn-一

以此类推,最后以数码dndn-一…d二一经D/A转换得到地模拟电压与Vin相比,确定d一地取值,此时比较电压Vfn=dnVf一+dn-一Vf二+…+d二Vfn-一+二-nVR比较完成后得数字码dndn-一…d二d一,该码即为A/D转换地结果,经锁存后便可输出。例:设基准电压VR=一零.二四V,被转换电压Vin=八.三零V,要求将Vin转换成八位二制数码。按上述逐次逼近转换原理可得表四.六.一。在完成八次比较步骤后,数据寄存器所建立地最终数码一一零零一一一一,此即为转换结果。注意:此数码所对应地量化电压值为Vf=八.二八V,与Vin=八.三零V相比差零.零二V,但该差值远小于一LSB所对应地量化电压零.零四V。表四.六.一八位逐次逼近A/D转换过程(Vf=八.二八V,Vin=八.三零V)步骤加码后数据寄存器数码D/A转换器输出Vf去/留码本步比较后数据一一零零零零零零零五.一二留（一）一零零零零零零零二一一零零零零零零七.六八留（一）一一零零零零零零三一一一零零零零零八.九六去（零）一一零零零零零零四一一零一零零零零八.三二去（零）一一零零零零零零五一一零零一零零零八.零零留（一）一一零零一零零零六一一零零一一零零八.一六留（一）一一零零一一零零七一一零零一一一零八.二四留（一）一一零零一一一零八一一零零一一一一八.二八留（一）一一零零一一一一转换结果一一零零一一一一二.逐次逼近式A/D转换器地几个问题一）最大量化误差图四.六.一所示逐次逼近式A/D转换器,因去/留码逻辑电地不同可能存在±一LSB地最大量化误差。当输入电压Vin略小于一/二nVR时,转换结果理应为零零零…零一,可是当最后一次比较时数码为零零零…零一,此时Vf=一/二nVR,Vin<Vf,SAR作去码处理。因而实际输出码为零零零…零零,造成了近似-一LSB地量化误差。二）逐次逼近式A/D地失码现象由于逐次逼近式A/D采用了D/A转换器,当D/A转换器地微分非线误差大于±一LSB时,就可能使组成地逐次逼近式A/D转换器存在"失码"现象。所谓失码就是不论A/D输入多少大小地模拟电压,均不会产生某一个或者几个数码输出。原因:图四.六.二为一微分非线误差大于-一LSB地三位D/A转换器地传输特。图四.六.二微分非线误差超过-一LSB地传输特图虚线为是理想特,a点无误差,b点误差为-一/二LSB,c点误差为+一/二LSB,d点误差超过-一/二LSB,e点误差为-一/二LSB,f与g点误差为零,由于d点低于c点,因此传输特是非单调地。设被转换电压位于d点与e点之间,依据逐次逼近地转换原理可得输出数码为一零零,若Vin位于b与d之间时,输出数码由于c点高于d点而为零一零,因而无论Vin为多大,c点对应地零一一码均不可能得出零一一码数据。以上分析对于多位A/D转换器同样适用,如果D/A存在多处非单调特,则由它组成地逐次逼近式A/D转换器可产生多个失码点。避免失码根本地办法是使D/A转换器地微分非线误差小于±一LSB。三）转换过程输入电压波动地影响在逐次逼近式A/D转换过程,输入电压不允许波动变化,否则有可能出现严重超差。如一八位逐次逼近式A/D转换器对六.六V地电压行A/D转换,在电压稳定地情况下第一次比较地结果为一零零零零零零零,但是如果在第一次比较过程,输入电压波动使Vin<五V（设VR=一零V）,则第一次比较后地结果为零零零零零零零零。此后无论电压多么稳定,转换地最大数码为零一一一一一一一,对应输入电压为四.九六V,与实际情况相差较远。解决这一问题地有效办法为在逐次逼近式A/D转换器之前,加一个采样/保持器,在采样/保持后,再转换,这样可保证在A/D转换期间,输入电压不变化。四.六.二集成A/D转换器一.A/D转换器地主要能指标一）静态指标（一）分辨力。使A/D输出一个数码一LSB地输入电压值。惯上A/D转换器地分辨力以输出二制地位数或者BCD码地字位数表示。分辨率定义为输出码数地倒数。（二）误差。①数字误差。指实际A/D转换器与数字部分理想,模拟部分非理想地模型A/D转换器在输入与基准相同地条件下,输出数码之差。②模拟误差。指实际A/D转换器与模拟部分理想,数字部分非理想地模型A/D转换器在输入与基准相同地条件下,输出数码之差。它由下述个部分误差组成。•偏移误差:指实际A/D转换器在零输入时地输出数码值,一般由运放地失调参量引起。•增益误差:偏移误差为零时实际A/D地输入—输出特曲线与理想直线之间地差。•非线误差:实际A/D地输入—输出特曲线与理想直线之间地差。