高频电路课件

1.1概述

1.2ＬＣ谐振回路的选频特性

1.3变压器或LC分压式阻抗变换电路

1.4LC选频匹配网络

1.5章末小结

第1章LC谐振回路返回主目录第1章LC写真1.1概述

LC谐振回路是高频电路里最常用的无源网络，包括并联回路和串联回路两种结构类型。利用LC谐振回路的幅频特性和相频特性，不仅可以进行选频，即从输入信号中选择出有用频率分量而抑制掉无用频率分量或噪声(例如在选频放大器和正弦波振荡器中)，而且还可以进行信号的频幅转换和频相转换(例如在斜率鉴频和相位鉴频电路里)。另外，用L、C元件还可以组成各种形式的阻抗变换电路和匹配电路。所以，LC谐振回路虽然结构简单，但是在高频电路里却是不可缺少的重要组成部分，在本书所介绍的各种功能的高频电路单元里几乎都离不开它。1.2LC谐振回路的选频特性

1.2.1并联谐振回路图1.21(a)是电感L、电容C和外加信号源组成的并联谐振回路。r是电感L的损耗电阻，电容的损耗一般可以忽略。(b)图是其等效转换电路，ge0和Re0分别称为回路谐振电导和回路谐振电阻。根据电路分析基础知识，可以直接给出LC并联谐振回路的某些主要参数及其表达式：(1)回路谐振电导(2)回路总导纳Y=(3)谐振频率ω0=(4)回路两端谐振电压U00=(5)回路空载Q值Q0=(6)单位谐振曲线。谐振时，回路呈现纯电导，且谐振导纳最小（或谐振阻抗最大）。回路电压U与外加信号源频率之间的幅频特性曲线称为谐振曲线。谐振时，回路电压U00最大。任意频率下的回路电压U与谐振时回路电压U00之比称为单位谐振函数，用Ｎ（ｆ）表示。Ｎ（ｆ）曲线称为单位谐振曲线。Ｎ（ｆ）＝

由Ｎ（ｆ）定义可知，它的值总是小于或等于１。由式（１．２．３）和式（１．２．５）可得:所以Ｎ(f)=定义相对失谐ε=，当失谐不大时，即ｆ与ｆ0相差很小时,ε＝所以N(f)=

根据式（１．２．１０）可作出单位谐振曲线Ｎ（ｆ）。该曲线如图１．２．２所示。

(7)通频带、选择性、矩形系数。由图１．２．２可知，Ｑ0越大，谐振曲线越尖锐，选择性越好。为了衡量回路对于不同频率信号的通过能力，定义单位谐振曲线上Ｎ（ｆ）≥所包含的频率范围为回路的通频带，用ＢＷ0.7表示。在图上ＢＷ0.7＝ｆ2－ｆ1，取可得将式（１．２．１１）减去式（１．２．１２），可得到:

所以

BW0.7=f2-f1=(1.2.13)

可见，通频带与回路Ｑ值成反比。也就是说，通频带与回路Ｑ值(即选择性)是互相矛盾的两个性能指标。选择性是指谐振回路对不需要信号的抑制能力，即要求在通频带之外，谐振曲线Ｎ（ｆ）应陡峭下降。所以，Ｑ值越高，谐振曲线越陡峭，选择性越好，但通频带却越窄。一个理想的谐振回路，其幅频特性曲线应该是通频带内完全平坦，信号可以无衰减通过，而在通频带以外则为零，信号完全通不过，如图１．２．２所示宽度为ＢＷ0.7、高度为１的矩形。

为了衡量实际幅频特性曲线接近理想幅频特性曲线的程度，提出了“矩形系数”这个性能指标。矩形系数Ｋ0.1定义为单位谐振曲线Ｎ（ｆ）值下降到０．１时的频带范围ＢＷ0.1与通频带ＢＷ0.7之比，即:

由定义可知，Ｋ01是一个大于或等于１的数，其数值越小，则对应的幅频特性越理想。例１．１求并联谐振回路的矩形系数。解：取

利用图1.2.2，用类似于求通频带ＢＷ0.7的方法可求得:

由上式可知，一个单谐振回路的矩形系数是一个定值，与其回路Ｑ值和谐振频率无关，且这个数值较大，接近１０，说明单谐振回路的幅频特性不大理想。

1.2.2串联谐振回路图１．２．３是串联ＬＣ谐振回路的基本形式，其中ｒ是电感Ｌ的损耗电阻，ＲL是负载电阻。下面按照与并联ＬＣ回路的对偶关系，直接给出串联ＬＣ回路的主要基本参数。回路总阻抗Z＝RL+r+j

回路空载Ｑ值Q0=

回路有载Ｑ值Qe=谐振频率f0=单位谐振函数N(f)=通频带BW0.7=

其中Ｉ是任意频率时的回路电流，Ｉ00是谐振时的回路电流。

1.2.3串、并联谐振回路阻抗特性比较串联谐振回路空载时阻抗的幅频特性和相频特性表达式分别为：

Z=r+j

并联谐振回路空载时阻抗的幅频特性和相频特性表达式分别为：

图１．２．４（ａ）、（ｂ）分别是串联谐振回路与并联谐振回路空载时的阻抗特性曲线。由图可见，前者在谐振频率点的阻抗最小，相频特性曲线斜率为正；后者在谐振频率点的阻抗最大，相频特性曲线斜率为负。所以，串联回路在谐振时，通过电流Ｉ00最大；并联回路在谐振时，两端电压U00最大。在实际选频应用时，串联回路适合与信号源和负载串联连接，使有用信号通过回路有效地传送给负载；并联回路适合与信号源和负载并联连接，使有用信号在负载上的电压振幅增大。

串、并联回路的导纳特性曲线正好相反。前者在谐振频率处的导纳最大，且相频特性曲线斜率为负；后者在谐振频率处的导纳最小，且相频特性曲线斜率为正。读者可自己写出相应的幅频和相频特性表达式，画出相应的曲线。

1.3变压器或ＬＣ分压式阻抗变换电

考虑信号源内阻Ｒs和负载电阻ＲL后，并联谐振回路的电路如图１．３．１所示。由式（１．２．５）可知，回路的空载Ｑ值Q0=而回路有载Ｑ值Q0=

其中回路总电导gΣ=gs+gL+ge0=，回路总电阻RΣ=Rs‖RL‖Re0，ｇs和ｇL分别是信号源内电导和负载电导。

可见，Ｑe＜Ｑ0，且并联接入的Ｒs和ＲL越小，则Ｑe越小，回路选择性越差。另外，由式（１．２．４）可知，谐振电压Ｕ00也将随着谐振回路总电阻的减小而减小。实际上，信号源内阻和负载不一定是纯电阻，可能还包括电抗分量。如要考虑信号源输出电容和负载电容，由于它们也是和回路电容Ｃ并联的，所以总电容为三者之和，这样还将影响回路的谐振频率。因此，必须设法尽量消除接入信号源和负载对回路的影响。

采用阻抗变换电路可以改变信号源或负载对于回路的等效阻抗。若使Ｒs或ＲL经变换后的等效电阻增加，再与Ｒe0并联，可使回路总电阻ＲΣ减小不多，从而保证Ｑe与Ｑ0相差不大；若信号源电容与负载电容经变换后大大减小，再与回路电容Ｃ并联，可使总等效电容增加很少，从而保证谐振频率基本保持不变。下面介绍几种常用的阻抗变换电路。

1.3.1自耦变压器电路

图1．3．2(a)所示为自耦变压器阻抗变换电路，（ｂ）为考虑次级后的初级等效电路，Ｒ′L是ＲL等效到初级的电阻。在图中，负载ＲL经自耦变压器耦合接到并联谐振回路上。设自耦变压器损耗很小，可以忽略，则初、次级的功率P1、P2近似相等，且初、次级线圈上的电压U1和U2之比应等于匝数之比。设初级线圈与抽头部分次级线圈匝数之比Ｎ1∶Ｎ2＝１∶ｎ，则有：

Ｐ1=Ｐ2，U1／U2＝１／ｎ因为P1=′所以R′L=

对于自耦变压器，ｎ总是小于或等于１,所以,ＲL等效到初级回路后阻值增大，从而对回路的影响将减小。ｎ越小,则Ｒ′L越大，对回路的影响越小。所以，ｎ的大小反映了外部接入负载（包括电阻负载与电抗负载）对回路影响大小的程度，可将其定义为接入系数。

1.3.2变压器阻抗变换电路

图1．3．3（ａ）为变压器阻抗变换电路，（ｂ）为考虑次级后的初级等效电路，Ｒ′L是ＲL等效到初级的电阻。若Ｎ1、Ｎ2分别为初、次级电感线圈匝数，则接入系数ｎ＝Ｎ2／Ｎ1。利用与自耦变压器电路相同的分析方法，将其作为无损耗的理想变压器看待，可求得ＲL折合到初级后的等效电阻

1.3.3电容分压式电路

图1．3．4（ａ）是电容分压式阻抗变换电路，（ｂ）是ＲL等效到初级回路后的初级等效电路。利用串、并联等效变换公式，在ω2R2L(C1+C2)2>>1时，可以推导出ＲL折合到初级回路后的等效电阻

其中ｎ是接入系数，在这里总是小于１。如果把RL折合到回路中1，2两端，则等效电阻

1.3.4电感分压式电路

图1．3．5（ａ）所示为电感分压式阻抗变换电路，它与自耦变压器阻抗变换电路的区别在于Ｌ1与Ｌ2是各自屏蔽的，没有互感耦合作用。（ｂ）图是ＲL等效到初级回路后的初级等效电路，Ｌ＝Ｌ1＋Ｌ2。ＲL折合到初级回路后的等效电阻其中ｎ是接入系数，在这里总是小于１。

例１．２某接收机输入回路的简化电路如图例1.2所示。已知Ｃ1=5pF，Ｃ2=15pF，Ｒs=75Ω，ＲL=300Ω。为了使电路匹配，即负载ＲL等效到ＬＣ回路输入端的电阻Ｒ′L＝Ｒs，线圈初、次级匝数比Ｎ1／Ｎ2应该是多少？解：由图可见，这是自耦变压器电路与电容分压式电路的级联。ＲL等效到Ｌ两端的电阻

R″L=

Ｒ″L等效到输入端的电阻R′L=如要求Ｒ′L＝Ｒs，则16RL=Rs。所以

在以上介绍的四种常用阻抗变换电路中，所导出的接入系数ｎ均是近似值，但对于实际电路来说，其近似条件容易满足，所以可以容许引入的近似误差。

采用以上四种电路虽然可以在较宽的频率范围内实现阻抗变换，但严格计算表明，各频率点的变换值有差别。如果要求在较窄的频率范围内实现理想的阻抗变换，可采用下面介绍的ＬＣ选频匹配网络。1.4ＬＣ选频匹配网络

1.4.1阻抗电路的串—并联等效转换由电阻元件和电抗元件组成的阻抗电路的串联形式与并联形式可以互相转换，而保持其等效阻抗和Ｑ值不变。

由图1．4．1可写出：

Zp=Rp‖jXp=Zs=Rs+jXs

要使Ｚp＝Ｚs，必须满足:Rs=

按类似方法也可以求得:Rp=Rp=

将上式代入式(1.4.3)、(1.4.4)可以得到下述统一的阻抗转换公式，同时也满足式(1.4.1)和(1.4.2)。

由式(1.4.7)可知，转换后电抗元件的性质不变。当Qe>>1时，则简化为：

Rp≈Q2eRs(1.4.8)Xp≈Xs(1.4.9)

1.4.2选频匹配原理

LC选频匹配网络有倒L型、T型、π型等几种不同组成形式，其中倒L型是基本形式。现以倒L型为例，说明其选频匹配原理。倒L型网络是由两个异性电抗元件X1、X2组成，常用的两种电路如图1.4.2(a)、(b)所示，其中R2是负载电阻，R1是二端网络在工作频率处的等效输入电阻。对于图1.4.2(a)所示电路，将其中X2与R2的串联形式等效变换为Xp与Rp的并联形式，如图1.4.2(c)所示。在X1与Xp并联谐振时，有X1+Xp=0,R1=Xp

根据式(1.4.6)，有

R1=(1+Q2e)R2(1.4.10)所以

Qe=由式(1.4.5)可以求得选频匹配网络电抗值|X2|=QeR2=|X1|=|Xp|=

由式(1.4.10)可知，采用这种电路可以在谐振频率处增大负载电阻的等效值。对于图1.4.2(b)所示电路，将其中X2与R2的并联形式等效变换为Xs与Rs的串联形式，如图1.4.2(d)所示。在X1与Xs串联谐振时，可求得以下关系式：

R1=Rs=|X1|=|Xs|=QeR1=

由式(1.4.13)可知，采用这种电路可以在谐振频率处减小负载电阻的等效值。

T型网络和π型网络各由三个电抗元件(其中两个同性质，另一个异性质)组成，如图1.4.3所示，它们都可以分别看作是两个倒L型网络的组合，用类似的方法可以推导出其有关公式。例1.3已知某电阻性负载为10Ω，请设计一个匹配网络，使该负载在20MHz时转换为50Ω。如负载由10Ω电阻和0.2μH电感串联组成，又该怎样设计匹配网络?

解由题意可知，匹配网络应使负载值增大，故采用图1.4.2(a)所示倒L型网络。由式(1.4.11),(1.4.12)可求得所需电抗值

|X2|==20Ω|X1|=50×=25Ω所以

L2=

由0.16μH电感和318pF电容组成的倒L型匹配网络即为所求，如图例1.3(a)虚线框内所示。如负载为10Ω电阻和0.2μH电感相串联，在相同要求下的设计步骤如下：因为0.2μH电感在20MHz时的电抗值为：

XL=ωL=2π×20×106×0.2×10-6=25.1Ω

而

X2-XL=20-25.1=-5.1Ω所以

C2=

由1560pF和318pF两个电容组成的倒L型匹配网络即为所求，如图例1.3(b)虚线框内所示。这是因为负载电感量太大，需要用一个电容来适当抵消部分电感量。在20MHz处，1560pF电容和0.2μH电感串联后的等效电抗值与(a)图中的0.16μH电感的电抗值相等。1.5章末小结(1)LC并联谐振回路幅频曲线所显示的选频特性在高频电路里有着非常重要的作用，其选频性能的好坏可由通频带和选择性(回路Q值)这两个相互矛盾的指标来衡量。矩形系数则是综合说明这两个指标的一个参数，可以衡量实际幅频特性接近理想幅频特性的程度。矩形系数越小，则幅频特性越理想。

(2)LC并联谐振回路阻抗的相频特性是条具有负斜率的单调变化曲线，这一点在分析LC正弦波振荡电路的稳定性时有很大作用，而且可以利用曲线中的线性部分进行频率与相位的线性转换，这在相位鉴频电路里得到了应用。同样，LC并联谐振回路阻抗的幅频特性曲线中的线性部分也为频率与幅度的线性转换提供了依据，这在斜率鉴频电路里得到了应用。(3)LC串联谐振回路的选频特性在高频电路里也有应用，比如在LC正弦波振荡电路里可作为短路元件工作于振荡频率点，但其用途不如并联回路广泛。

LC并联谐振回路与串联谐振回路的参数具有对偶关系，在分析和应用时要注意这一点。

(4)LC阻抗变换电路和选频匹配电路都可以实现信号源内阻或负载的阻抗变换，这对于提高放大电路的增益是必不可少的。区别在于后者仅可以在较窄的频率范围内实现较理想的阻抗变换，而前者虽然可在较宽的频率范围内进行阻抗变换，但各频率点的变换值有差别。２.１概述２.２晶体管高频等效电路２.３谐振放大器２.４宽频带放大器２.５集中选频放大器２.６电噪声２.７集成高频放大电路的选用与实例介绍２.８章末小结

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第2章高频小信号放大电路

2.1概述

高频小信号放大电路分为窄频带放大电路和宽频带放大电路两大类。前者对中心频率在几百千赫到几百兆赫,频谱宽度在几千赫到几十兆赫内的微弱信号进行不失真的放大,故不但需要有一定的电压增益,而且需要有选频能力。后者对几兆赫至几百兆赫较宽频带内的微弱信号进行不失真的放大,故要求放大电路的下限截止频率很低(有些要求到零频即直流),上限截止频率很高。

窄频带放大电路由双极型晶体管(以下简称晶体管)、场效应管或集成电路等有源器件提供电压增益,LC谐振回路、陶瓷滤波器、石英晶体滤波器或声表面波滤波器等器件实现选频功能。它有两种主要类型：以分立元件为主的谐振放大器和以集成电路为主的集中选频放大器。宽频带放大电路也是由晶体管、场效应管或集成电路提供电压增益。为了展宽工作频带,不但要求有源器件的高频性能好,而且在电路结构上采取了一些改进措施。高频小信号放大电路是线性放大电路。Y参数等效电路和混合π型等效电路是分析高频晶体管电路线性工作的重要工具,晶体管、场效应管和电阻引起的电噪声将直接影响放大器和整个电子系统的性能。本书将这两部分内容作为高频电路的基础也在这一章里讨论。2.2晶体管高频等效电路

晶体管在高频线性运用时常采用两种等效电路进行分析,一是混合π型等效电路,一是Ｙ参数等效电路。前者是从模拟晶体管的物理机构出发,用集中参数元件Ｒ、Ｃ和受控源来表示管内的复杂关系。优点是各元件参数物理意义明确,在较宽的频带内元件值基本上与频率无关。缺点是随器件不同而有不少差别,分析和测量不方便。因而混合π型等效电路法较适合于分析宽频带小信号放大器。

Ｙ参数法则是从测量和使用的角度出发,把晶体管作为一个有源线性双口网络,用一组网络参数构成其等效电路。优点是导出的表达式具有普遍意义,分析和测量方便。缺点是网络参数与频率有关。由于高频小信号谐振放大器相对频带较窄,一般仅需考虑谐振频率附近的特性,因而采用这种分析方法较合适。

2.2.1混合π型等效电路图2．2．1是晶体管高频共发射极混合π型等效电路。图中各元件名称及典型值范围如下：ｒbb′：基区体电阻,约１５Ω～５０Ω。ｒb′e：发射结电阻re折合到基极回路的等效电阻,约几十欧到几千欧。ｒb′c：集电结电阻,约１０kΩ～１０MΩ。ｒce：集电极—发射极电阻,几十千欧以上。

ｃb′e：发射结电容,约１０皮法到几百皮法。ｃb′c：集电结电容,约几个皮法。ｇm：晶体管跨导,几十毫西门子以下。由于集电结电容Cb′c跨接在输入输出端之间,是双向传输元件,使电路的分析复杂化。为了简化电路,可以把Cb′c折合到输入端b′、e之间,与电容Cb′e并联,其等效电容为：

CM=(1+gmR′L)Cb′c(2.2.1)

即把Cb′c的作用等效到输入端,这就是密勒效应。其中gm是晶体管跨导,R′L是考虑负载后的输出端总电阻,CM称为密勒电容。

另外,由于rce和rb′c较大,一般可以将其开路。这样,利用密勒效应后的简化高频混合π型等效电路如图2.2.2所示。与各参数有关的公式如下：re=rb′e=(1+β0)re

Cb′e+Cb′c=

其中k为波尔兹曼常数,T是电阻温度(以绝对温度K计量),IEQ是发射极静态电流,β0是晶体管低频短路电流放大系数,fT是晶体管特征频率。确定晶体管混合π型参数可以先查阅手册。晶体管手册中一般给出rbb′、Cb′c

、β0和fT等参数,然后根据式(2.2.2)可以计算出其它参数。注意各参数均与静态工作点有关。

2.2.2Ｙ参数等效电路

图2.2.3是双口网络示意图。双口网络即具有两个端口的网络。所谓端口是指一对端钮,流入其中一个端钮的电流总是等于流出另一个端钮的电流。而四端网络虽然其外部结构与双口网络相同,但对流入流出电流没有类似的规定,这是两者的区别。对于双口网络,在其每一个端口都只有一个电流变量和一个电压变量,因此共有四个端口变量。如设其中任意两个为自变量,其余两个为应变量,则共有六种组合方式,也就是有六组可能的方程用以表明双口网络端口变量之间的相互关系。Ｙ参数方程就是其中的一组,它是选取各端口的电压为自变量,电流为应变量,其方程如下：

其中ｙ11、ｙ12、ｙ21、ｙ22四个参数均具有导纳量纲,且:

所以Ｙ参数又称为短路导纳参数,即确定这四个参数时必须使某一个端口电压为零,也就是使该端口交流短路。现以共发射极接法的晶体管为例,将其看作一个双口网络,如图2．2．4所示,相应的Ｙ参数方程为：其中,输入导纳反向传输导纳

正向传输导纳输出导纳

图中受控电流源表示输出电压对输入电流的控制作用（反向控制）；表示输入电压对输出电流的控制作用（正向控制）。ｙfe越大,表示晶体管的放大能力越强；ｙre越大,表示晶体管的内部反馈越强。ｙre的存在,对实际工作带来很大危害,是谐振放大器自激的根源,同时也使分析过程变得复杂,因此应尽可能使其减小,或削弱它的影响。晶体管的Ｙ参数可以通过测量得到。根据Ｙ参数方程,分别使输出端或输入端交流短路,在另一端加上直流偏压和交流信号,然后测量其输入端或输出端的交流电压和交流电流,代入式（2．2．6）中就可求得。通过查阅晶体管手册也可得到各种型号晶体管的Ｙ参数。

需要注意的是,Ｙ参数不仅与静态工作点的电压值、电流值有关,而且是工作频率的函数。例如当发射极电流增加时,输入与输出电导都将加大。当工作频率较低时,电容效应的影响逐渐减弱。所以无论是测量还是查阅晶体管手册,都应注意工作条件和工作频率。显然,在高频工作时由于晶体管结电容不可忽略,Ｙ参数是一个复数。晶体管Ｙ参数中输入导纳和输出导纳通常可写成用电导和电容表示的直角坐标形式,而正向传输导纳和反向传输导纳通常可写成极坐标形式,即:yie=gie+jωCieyoe=goe+jωCoe

yfe=|yfe|∠φfeyre=|yre|∠φre

2.2.3晶体管的高频参数考虑电容效应后,晶体管的电流增益是工作频率的函数。下面介绍三个与电流增益有关的晶体管高频参数。

1共射晶体管截止频率ｆβ

共射短路电流放大系数是指混合π型等效电路输出交流短路时,集电极电流与基极电流的比值。从图2.2.1可以看到,当输出端短路后,rb′e

、Cb′e和Cb′c三者并联。

其中

β0=gmrb′e

fβ=

由式(2.2.8)可知,的幅值随频率的增高而下降。当下降到β0的时,对应的频率定义为共射晶体管截止频率fβ。

2特征频率fT

当的幅值下降到1时,对应的频率定义为特征频率fT。

3共基晶体管截止频率fα

共基短路电流放大系数是晶体管用作共基组态时的输出交流短路参数,即

的幅值也是随频率的增高而下降,fα定义为的幅值下降到低频放大系数α0的时的频率。三个高频参数之间的关系满足下列各式：fT≈β0fβ=gmrb′efβfT≈α0fα

fα＞fTfβ(2.2.9)2.3谐振放大器

由晶体管、场效应管或集成电路与ＬＣ并联谐振回路组成的高频小信号谐振放大器广泛用于广播、电视、通信、雷达等接收设备中,其作用是将微弱的有用信号进行线性放大并滤除不需要的噪声和干扰信号。谐振放大器的主要性能指标是电压增益,通频带和矩形系数。本节仅分析由晶体管和LC回路组成的谐振放大器。

2.3.1单管单调谐放大器

１．电路组成及特点图2．3．１是一个典型的单管单调谐放大器。Ｃb与Ｃc分别是和信号源（或前级放大器）与负载（或后级放大器）的耦合电容,Ｃe是旁路电容。电容Ｃ与电感Ｌ组成的并联谐振回路作为晶体管的集电极负载,其谐振频率应调谐在输入有用信号的中心频率上。回路与本级晶体管的耦合采用自耦变压器耦合方式,这样可减弱晶体管输出导纳对回路的影响。图2.3.1单管单调谐放大电路

负载（或下级放大器）与回路的耦合采用自耦变压器耦合和电容耦合方式,这样,既可减弱负载（或下级放大器）导纳对回路的影响,又可使前、后级的直流供电电路分开。另外,采用上述耦合方式也比较容易实现前、后级之间的阻抗匹配。

２．电路性能分析为了分析单管单调谐放大器的电压增益,图2．3．2给出了其等效电路。其中晶体管部分采用了Ｙ参数等效电路,忽略了反向传输导纳ｙre的影响。输入信号源用电流源并联源导纳Ｙs表示,负载假定为另一级相同的单调谐放大器,所以用晶体管输入导纳ｙie表示。单管单调谐放大器的电压增益为：

我们先求与的关系式,然后求出与的关系,即可导出与之比,即电压增益。因为负载的接入系数为ｎ2,晶体管的接入系数为ｎ1,所以负载等效到回路两端的导纳为n22yie。设从集电极和发射极之间向右看的回路导纳为Y′L,则:

由于是上的电压,且与相位相反,所以

由Y参数方程(2.2.3)可知:代入式(2.3.3)可得:

根据自耦变压器特性因此

将式(2.3.5)与(2.3.6)代入(2.3.1),可得

其中,YL=n21Y′L是Y′L等效到谐振回路两端的导纳,它包括回路本身元件Ｌ、Ｃ、ｇe0和负载导纳总的等效值,即YL=(ge0+jωC++n22yie(2.3.8)

根据式（2．2．7）,将式（2．3．8）代入（2．3．7）中,则:

其中ｇΣ与ＣΣ分别为谐振回路总电导和总电容:gΣ=n21goe+n22gie+ge0CΣ=n21Coe+n22Cie+C谐振频率或回路有载Ｑ值

Qe=

以上几个公式说明,考虑了晶体管和负载的影响之后,放大器谐振频率和Ｑ值均有变化。谐振频率处放大器的电压增益其电压增益振幅

Au0=

根据N(f)定义和式（１．２．１０）,可写出放大器电压增益振幅的另一种表达式

Au=(2.3.15)

由式（2．3．15）可知,单管单调谐放大器的单位谐振函数Ｎ（ｆ）与其并联谐振回路的单位谐振函数相同,且都可以写成：

由于ｙfe是复数,有一个相角∠φfe,所以一般来说,图２．３．１所示放大器输出电压与输入电压之间的相位并非正好相差１８０°。另外,由上述公式可知,电压增益振幅与晶体管参数、负载电导、回路谐振电导和接入系数有关：

(1)为了增大Ａu0,应选取|yfe|大,ｇoe小的晶体管。

(2)为了增大Ａu0,要求负载电导小,如果负载是下一级放大器,则要求其ｇie小。

(3)回路谐振电导ｇe0

越小,Ａu0越大。而ｇe0取决于回路空载Ｑ值Ｑ0,与Ｑ0成反比。(4)Ａu0与接入系数ｎ1、ｎ2有关,但不是单调递增或单调递减关系。由于ｎ1和ｎ2还会影响回路有载Ｑ值Ｑe,而Ｑe又将影响通频带,所以ｎ1与ｎ2的选择应全面考虑,选取最佳值。实际放大器的设计是要在满足通频带和选择性的前提下,尽可能提高电压增益。在单管单调谐放大器中,选频功能由单个并联谐振回路完成,所以单管单调谐放大器的矩形系数与单个并联谐振回路的矩形系数相同,其通频带则由于受晶体管输出阻抗和负载的影响,比单个并联谐振回路加宽,因为有载Q值小于空载Q值。例2．1在图2．3．1中,已知工作频率ｆ0＝３０MHz,Ｖcc＝６Ｖ,Ｉe＝２mA。晶体管采用３ＤＧ４７型高频管。其Ｙ参数在上述工作条件和工作频率处的数值如下：gie=12mS,Cie=12pF；goe=400μS,Coe=95pF；|yfe|=583mS,∠φfe=-22°；|yre|=310μS,∠φre=-888°,回路电感Ｌ＝１４μH,接入系数ｎ1＝１,ｎ2＝０３,Ｑ0＝１００。负载是另一级相同的放大器。求谐振电压增益振幅Ａu0和通频带ＢＷ07，并求回路电容Ｃ是多少时,才能使回路谐振？

所以gΣ=ge0+n21goe+n22gie

=37.9×10-6+400×10-6+0.32×12×10-3

=0.55×10-3S从而Au0=因为又所以

由Qe=可得

从对单管单调谐放大器的分析可知,其电压增益取决于晶体管参数、回路与负载特性及接入系数等,所以受到一定的限制。如果要进一步增大电压增益,可采用多级放大器。

2.3.2多级单调谐放大器如果多级放大器中的每一级都调谐在同一频率上,则称为多级单调谐放大器。设放大器有ｎ级,各级电压增益振幅分别为Ａu1,Ａu2,…,Ａun,则总电压增益振幅是各级电压增益振幅的乘积,即Ａn＝Ａu1Ａu2…Ａun

如果每一级放大器的参数结构均相同,根据式（2．3．15）,则总电压增益振幅

An=(Au1)n=(n1n2)n|yfe|n

谐振频率处电压增益振幅

单位谐振函数

N（f）=ｎ级放大器通频带BWn=2Δf0.7=

由上述公式可知,ｎ级相同的单调谐放大器的总增益比单级放大器的增益提高了,而通频带比单级放大器的通频带缩小了,且级数越多,频带越窄。

换句话说,如多级放大器的频带确定以后,级数越多,则要求其中每一级放大器的频带越宽。所以,增益和通频带的矛盾是一个严重的问题,特别是对于要求高增益宽频带的放大器来说,这个问题更为突出。这一特性与低频多级放大器相同。例2.2某中频放大器的通频带为６MHz,现采用两级或三级相同的单调谐放大器,两种情况下对每一级放大器的通频带要求各是多少？解:根据式（2．3．21）,当n=2时,因为所以,要求每一级带宽同理,当ｎ＝３时,要求每一级带宽

根据矩形系数定义,当Δｆ＝Δｆ0.1时,Ａn／Ａn0＝01,由式（2.3.20)可求得:所以,ｎ级单调谐放大器的矩形系数

表2．3．1列出了Ｋn0.1与ｎ的关系。表2.3.1单调谐放大器矩形系数与级数的关系

级数n12345678910矩形系数Kn01

9.954.903.743.403.203.103.002.932.892.852.56

从表中可以看出,当级数ｎ增加时,放大器矩形系数有所改善,但这种改善是有一定限度的,最小不会低于２.５.６。

2.3.3谐振放大器的稳定性共射电路由于电压增益和电流增益都较大,所以是谐振放大器的常用形式。以上我们在讨论谐振放大器时,都假定了反向传输导纳ｙre＝０,即晶体管单向工作,输入电压可以控制输出电流,而输出电压不影响输入。实际上ｙre≠0,即输出电压可以反馈到输入端,引起输入电流的变化,从而可能引起放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大,且在相位上满足正反馈条件,则会出现自激振荡。为了提高放大器的稳定性,通常从两个方面着手。一是从晶体管本身想办法,减小其反向传输导纳ｙre值。

ｙre的大小主要取决于集电极与基极间的结电容Ｃb′c（由混合π型等效电路图可知,Ｃb′c跨接在输入、输出端之间）,所以制作晶体管时应尽量使其Ｃb′c减小,使反馈容抗增大,反馈作用减弱。二是从电路上设法消除晶体管的反向作用,使它单向化。具体方法有中和法与失配法。中和法是在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路（中和电路）,以抵消晶体管内部参数ｙre的反馈作用。由于ｙre的实部（反馈电导）通常很小,可以忽略,所以常常只用一个电容ＣN来抵消yre的虚部（反馈电容）的影响,就可达到中和的目的。

为了使通过ＣN的外部电流和通过Ｃb′c的内部反馈电流相位相差１８０°,从而能互相抵消,通常在晶体管输出端添加一个反相的耦合变压器。图233（ａ）所示为收音机常用的中和电路,（ｂ）是其交流等效电路。为了直观,将晶体管内部电容Ｃb′c画在了晶体管外部。

由于ｙre是随频率而变化的,所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用,对其它频率只能有部分中和作用,又因为ｙre是一个复数,中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路,但这给调试增加了困难。另外,如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响,中和电路的效果很有限。失配法通过增大负载电导ＹL,进而增大总回路电导,使输出电路严重失配,输出电压相应减小,从而反馈到输入端的电流减小,对输入端的影响也就减小。可见,失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定。

用两只晶体管按共射—共基方式连接成一个复合管是经常采用的一种失配法。图2.3.4是其结构原理图。由于共基电路的输入导纳较大,当它和输出导纳较小的共射电路连接时,相当于使共射电路的负载导纳增大而失配,从而使共射晶体管内部反馈减弱,稳定性大大提高。

由于ｙre是随频率而变化的,所以固定的中和电容ＣN只能在某一个频率点起到完全中和的作用,对其它频率只能有部分中和作用,又因为ｙre是一个复数,中和电路应该是一个由电阻和电容组成的电路,但这给调试增加了困难。另外,如果再考虑到分布参数的作用和温度变化等因素的影响,中和电路的效果很有限。失配法通过增大负载电导ＹL,进而增大总回路电导,使输出电路严重失配,输出电压相应减小,从而反馈到输入端的电流减小,对输入端的影响也就减小。可见,失配法是用牺牲增益而换取电路的稳定。2.4宽频带放大器

宽频带放大器既要有较大的电压增益,又要有很宽的通频带,所以常用电压增益Au和通频带BW的乘积作为衡量其性能的重要指标,称为增益带宽积,写成G·BW=AufH。此处的通频带用上限截止频率fH表示,因为宽频带放大器的下限截止频率fL一般很低或为零频。Au是电压增益幅值。增益带宽积越大的宽频带放大器的性能越好。宽频带放大器既可以由晶体管和场效应管组成,也可以由集成电路组成。本节以单级差分放大器为例进行分析,可以推广到由差分电路组成的单级或多级集成电路宽频带放.

2.4.1单级差分宽频带放大器

集成宽频带放大器常采用单级或多级差分电路形式。由于单级共射电路可看成是单级差分电路的差模半电路,所以先分析单级共射电路的电压增益和通频带(用上限截止频率fH表示)。宽频带放大器中的晶体管特性适合采用混合π型等效电路。图2.4.1(a)、(b)分别是共射电路的交流通路和高频等效电路。设R′L是交流负载，且Zb′e=rb′e‖=Ct=Cb′e+CM=Cb′e+(1+gmR′L)Rt=rb′e‖rbb′=(2.4.3)则(2.4.4)

其中ωH=,即上限截止频率

fH=(2.4.7)

下面继续推导差分电路的差分电压增益和上限截止频率。图2.4.2是一个双端输入双端输出的差分放大电路。它的差模电压增益与单管共射电路的电压增益相同。

此处R′L=Rc‖。上限截止频率fH与式(2.4.7)相同。增益带宽积G·BW=AudfH=

例2.3在图2.4.2所示差分放大器中,V1管和V2管的参数相同,在IEQ=1mA时，均为βo=100,rbb′=50Ω,Cb′c=2pF,fT=200MHz。RC=2kΩ，RL=10kΩ。计算此差分放大器的差模电压增益、上限截止频率和增益带宽积。解:先求晶体管混合π型参数。根据式(2.2.2)和式(2.2.1)可以得出：re=gm≈Rb′e=(1+βo)re=(1+100)·26=2.6kΩR′L=Rc‖RL=2k‖5k≈1.43kΩCM=(1+gmR′L)Cb′c=(1+0.04×1.43×103)×2×10-12≈116pFCb′e=

然后求差模电压增益、上限截止频率和增益带宽积。由式(2.4.2)和式(2.4.3)可以求得：G·BW=Aud·fH=56×22.46×106=1.26×109

如果在图2.4.2所示差分放大器中,两个晶体管的基极上各外接一个电阻Rb,这时的电路如图2.4.3所示。容易看出,与图2.4.1(b)比较,在图2.4.3对应的差模半电路的交流等效电路中,Rb与rbb′串联,定义

R′b=Rb+rbb′(2.4.10)则相应的

R′t=rb′e‖R′b(2.4.11)

对于差分放大器的其它三种组态,即双端输入单端输出、单端输入双端输出和单端输入单端输出,读者可以根据《模拟电子线路》课程中的知识,分别推导出相应的差模电压增益和上限截止频率公式。

2.4.2展宽放大器频带的方法在实际宽频带放大电路中,要展宽通频带,也就是要提高上限截止频率,主要有组合法和反馈法两种方法。

1组合电路法在集成宽频带放大器中广泛采用共射-共基组合电路,如图2.4.4所示。共射电路的电流增益和电压增益都较大,是放大器最常用的一种组态。但它的上限截止频率较低,从而带宽受到限制,这主要是由于密勒效应的缘故。图2.4.4集成宽带放大器中的共射—共基电路

从式(2.2.1)可以看到,集电结电容Cb′c等效到输入端以后,电容值增加为原来的(1+gmR′L)倍。虽然Cb′c数值很小,一般仅几个皮法,但ＣM一般却很大。密勒效应使共射电路输入电容增大,容抗减小,且随频率的增大容抗更加减小,因此高频性能降低。在共基电路和共集电路中,Ｃb′c或者处于输出端,或者处于输入端,无密勒效应,所以上限截止频率远高于共射电路。在图2.4.4所示共射—共基组合电路中,上限频率由共射电路的上限截止频率决定。

利用共基电路输入阻抗小的特点,将它作为共射电路的负载,使共射电路输出总电阻Ｒ′L大大减小,进而使密勒电容ＣM大大减小,高频性能有所改善,从而有效地扩展了共射电路亦即整个组合电路的上限截止频率。由于共射电路负载减小,所以电压增益减小。但这可以由电压增益较大的共基电路进行补偿。而共射电路的电流增益不会减小,因此整个组合电路的电流增益和电压增益都较大。在集成电路里,可以采用共射—共基差分对电路。图2.4.5所示国产宽带放大器集成电路ＥＲ４８０３（与国外产品Ｕ２３５０,Ｕ２４５０相当）里采用了这种电路,它的带宽可达到１ＧＨz。

该电路由V1、V3（或V4）与V2、V6(或V5)组成共射—共基差分对,输出电压特性由外电路控制。如外电路使Ｉb2＝０,Ｉb1≠０时,V8和V4

、V5截止,信号电流由V1、V2流入V3、V6后输出。如外电路使Ｉb1＝０,Ｉb2≠０时,V7和V3、V6截止,信号电流由V1、V2流入V4、V5后输出,输出极性与第一种情况相反。如外电路使Ｉb1＝Ｉb2时,通过负载的电流则互相抵消,输出为零。Ｃe用于高频补偿,因高频时容抗减小,发射极反馈深度减小,使频带展宽。这种集成电路常用作３５０MHz以上宽带示波器中的高频、中频和视频放大。

采用共集—共基,共集—共射等组合电路也可以提高上限截止频率。例2.4已知晶体管混合π型参数与例2.3中相同,分别求出图例2.4(a)、(b)所示共射—共基电路和单管共射电路的电压增益和上限截止频率。交流负载Ｒ′L=15kΩ。解:先求共射—共基电路的电压增益和上限截止频率。共射—共基电路的交流等效电路如图例2.4(c)所示,其中虚线框内是共基电路混合π型等效电路。在共射电路中，由式(2.4.5)可以写出:

其中

注意此时共射电路的输出端负载电阻是re。因为

其中是共射电路输出电压或共基电路输入电压，所以

其中

代入已知各参数,可求得：因为f1<<f2,f1<f3

因为gm≈,所以共射—共基电路的电压增益幅值与单级共射电路大致相同,上限截止频率提高为单级共射电路的4倍多。

２负反馈法调节负反馈电路中的某些元件参数,可以改变反馈深度,从而调节负反馈放大器的增益和频带宽度。如果以牺牲增益为代价,可以扩展放大器的频带,其类型可以是单级负反馈,也可以是多级负反馈。单管负反馈放大器可以采用电流串联和电压并联两种反馈电路,其交流等效电路分别如图2.4.6（ａ）、（ｂ）所示。

其中电流串联负反馈电路的特点是输入、输出阻抗高,所以适合与低内阻的信号电压源连接。电压并联负反馈电路的特点是输入、输出阻抗低,所以适合与高内阻的信号电流源连接在集成电路里,用差分电路代替单管电路,将电流串联负反馈电路和电压并联负反馈电路级联,可提高上限截止频率。图2.4.7所示Ｆ７３３集成宽带放大电路中,V1、V2组成电流串联负反馈差分放大器,V3～V6组成电压并联负反馈差分放大器(其中V5和V6兼作输出级),V7～V11为恒流源电路。改变第一级差放的负反馈电阻,可调节整个电路的电压增益。

将引出端⑨和④短接,增益可达４００倍；将引出端10和③短接,增益可达１００倍。各引出端均不短接,增益为１０倍。以上三种情况下的上限截止频率依次为４０MHz,９０MHz和１２０MHz。图2.4.8给出了F733用作可调增益放大器时的典型接法。图中电位器R是用于调节电压增益和带宽的。当R调到零时,④与⑨短接,片内V1与V2发射极短接,增益最大,上限截止频率最低；当R调到最大时,片内V1与V2发射极之间共并联了5个电阻,即片内R3,R4,R5,R6和外接电位器R,这时交流负反馈最强,增益最小,上限截止频率最高。可见,这种接法使得电压增益和带宽连续可调。2.5集中选频放大器

第2.3节介绍的谐振放大器可用于对窄带信号的选频放大。为了提高增益,一般常采用多级放大电路。对于多级放大电路,要求每级均有LC谐振回路,故不易获得较宽的通频带,选择性也不够理想。随着电子技术的发展,窄带信号的放大越来越多地采用集中选频放大器。在集中选频放大器里,先采用矩形系数较好的集中滤波器进行选频,然后利用单级或多级集成宽带放大电路进行信号放大。前者以集中预选频代替了逐级选频,减小了调试的难度,后者可充分发挥线性集成电路的优势。

集中选频放大器中宽频带放大电路部分已在上一节介绍了,下面仅讨论集中滤波器。集中滤波器的任务是选频,要求在满足通频带指标的同时,矩形系数要好。其主要类型有集中ＬＣ滤波器、陶瓷滤波器和声表面波滤波器等。集中ＬＣ滤波器通常由一节或若干节ＬＣ网络组成,根据网络理论,按照带宽、衰减特性等要求进行设计,目前已得到了广泛应用。图2.5.1给出了一种集中ＬＣ网络结构。陶瓷滤波器是由压电陶瓷材料做成的具有选频特性的器件。它具有无需调谐、体积小、加工方便等优点,但工作频率不太高（几十兆赫兹以下）,相对频宽较窄。

目前,应用最普遍的集中滤波器是声表面波滤波器。声表面波滤波器ＳＡＷＦ（ＳurfaceＡcousticＷaveＦilter）是利用某些晶体的压电效应和表面波传播的物理特性制成的一种新型电—声换能器件。所谓压电效应是指：当晶体受到应力作用时,在它的某些特定表面上将出现电荷,而且应力大小与电荷密度之间存在着线性关系,这是正压电效应；当晶体受到电场作用时,在它的某些特定方向上将出现应力变化,而且电场强度与应力变化之间存在着线性关系,这是逆压电效应。自20世纪60年代中期问世以来,声表面波滤波器的发展非常迅速。它不仅不需要调整,而且具有良好的幅频特性和相频特性,其矩形系数接近１。图2.5.2是声表面波滤波器基本结构、符号和等效电路。

声表面波滤波器是在经过研磨抛光的极薄的压电材料基片上,用蒸发、光刻、腐蚀等工艺制成两组叉指状电极,其中与信号源连接的一组称为发送叉指换能器,与负载连接的一组称为接收叉指换能器。当把输入电信号加到发送换能器上时,叉指间便会产生交变电场。由于逆压电效应的作用,基体材料将产生弹性变形,从而产生声波振动。向基片内部传送的体波会很快衰减,而表面波则向垂直于电极的左、右两个方向传播。向左传送的声表面波被涂于基片左端的吸声材料所吸收,向右传送的声表面波由接收换能器接收,由于正压电效应,在叉指对间产生电信号,并由此端输出。

声表面波滤波器的滤波特性,如中心频率、频带宽度、频响特性等一般由叉指换能器的几何形状和尺寸决定。这些几何尺寸包括叉指对数、指条宽度a、指条间隔b、指条有效长度Ｂ和周期长度Ｍ等。目前声表面波滤波器的中心频率可在１０MHz～１ＧHz之间,相对带宽为５%～５０%,插入损耗最低仅几个分贝,矩形系数可达１２。为了保证对信号的选择性要求,声表面波滤波器在接入实际电路时必须实现良好的匹配。图2.5.3所示为一接有声表面波滤波器的预中放电路,滤波器输出端与一宽带放大器相接。2.6电噪声

人们收听广播时,常常会听到“沙沙”声；观看电视时,常常会看到“雪花”似的背景或波纹线,这些都是接收机中的放大器和其它元器件存在噪声的结果。噪声对有用信号的接收产生了干扰,特别是当有用信号较弱时,噪声的影响就更为突出,严重时会使有用信号淹没在噪声之中而无法接收。噪声的种类很多。有的是从器件外部窜扰进来的,称为外部噪声；有的是器件内部产生的,称为内部噪声。本书只介绍内部噪声。内部噪声源主要有电阻热噪声、晶体管噪声和场效应管噪声三种。

2.6.1电阻热噪声

电阻热噪声是由于电阻内部自由电子的热运动产生的。在运动中自由电子经常相互碰撞,因而其运动速度的大小和方向都是不规则的。温度越高,运动越剧烈。只有当温度下降到绝对零度时,运动才会停止。自由电子这种热运动在导体内形成非常微弱的电流,这种电流呈杂乱起伏的状态,称为起伏噪声电流。起伏噪声电流流过电阻本身就会在其两端产生起伏噪声电压。由于起伏噪声电压的变化是不规则的,其瞬时振幅和瞬时相位是随机的,所以无法计算其瞬时值。起伏噪声电压的平均值为零,噪声电压正是不规则地偏离此平均值而起伏变化。

但是,起伏噪声的均方值是确定的,可以用功率计测量出来。实验发现,在整个无线电频段内,当温度一定时,单位电阻上所消耗的平均功率在单位频带内几乎是一个常数,即其功率频谱密度是一个常数。对照白光内包含了所有可见光波长这一现象,人们把这种在整个无线电频段内具有均匀频谱的起伏噪声称为白噪声。阻值为Ｒ的电阻产生的噪声电流功率频谱密度和噪声电压功率频谱密度分别为：k=1.38×10-23J／K(2.6.3)

其中k是波尔兹曼常数,Ｔ是电阻温度,以绝对温度Ｋ计量。在频带宽度为ＢＷ内产生的热噪声均方值电流和均方值电压分别为：

I2n=SI(f)·BW(2.6.4)U2n=SU(f)·BW(2.6.5)

所以,一个实际电阻可以分别用噪声电流源和噪声电压源表示,如图2．6．1所示。

理想电抗元件是不会产生噪声的,但实际电抗元件是有损耗电阻的,这些损耗电阻会产生噪声。对于实际电感的损耗电阻一般不能忽略,而对于实际电容的损耗电阻一般可以忽略。例2．5试计算５１０kΩ电阻的噪声均方值电压和均方值电流各是多少？设Ｔ＝２９０K,ＢＷ＝１００kＨｚ。解:U2n=4k·T·R·BW=4×1.38×10-23×290×510×103×105≈8.16×10-10Ｖ2

I2n=4k·T·BW／R=4×1.38×10-23×290×105／510×103)≈3.14×10-21Ａ2

2.6.2晶体管噪声

晶体管噪声主要包括以下四部分。

１热噪声构成晶体管的发射区、基区、集电区的体电阻和引线电阻均会产生热噪声,其中以基区体电阻rbb′的影响为主。

２散弹噪声

散弹噪声是晶体管的主要噪声源。它是由单位时间内通过ＰＮ结的载流子数目随机起伏而造成的。人们将这种现象比拟为靶场上大量射击时弹着点对靶中心的偏离,故称为散弹噪声。在本质上它与电阻热噪声类似,属于均匀频谱的白噪声,其电流功率频谱密度为:

ＳI（ｆ）＝２ｑＩ0(2．6．6)

其中Ｉ0是通过ＰＮ结的平均电流值,ｑ是每个载流子所载的电荷量。ｑ＝１５９×１０-19库仑。注意,在Ｉ0＝０时,散弹噪声为零,但是只要不是绝对零度,热噪声总是存在。这是二者的区别。

３分配噪声

在晶体管中,通过发射结的非平衡载流子大部分到达集电结,形成集电极电流,而小部分在基区内复合,形成基极电流。这两部分电流的分配比例是随机的,从而造成集电极电流在静态值上下起伏变化,产生噪声,这就是分配噪声。分配噪声实际上也是一种散弹噪声,但它的功率频谱密度是随频率变化的,频率越高,噪声越大。其功率频谱密度也可近似按式（2．6．6）计算。

４闪烁噪声产生这种噪声的机理目前还不甚明了,一般认为是由于晶体管表面清洁处理不好或有缺陷造成的,其特点是频谱集中在约１kＨｚ以下的低频范围,且功率频谱密度随频率降低而增大。在高频工作时,可以忽略闪烁噪声。

2.6.3场效应管噪声

场效应管是依靠多子在沟道中的漂移运动而工作的,沟道中多子的不规则热运动会在场效应管的漏极电流中产生类似电阻的热噪声,称为沟道热噪声,这是场效应管的主要噪声源。其次便是栅极漏电流产生的散弹噪声。场效应管的闪烁噪声在高频时同样可以忽略。沟道热噪声和栅极漏电流散弹噪声的电流功率频谱密度分别是：

SI(f)=4kT(2.6.7)SI(f)=2qIg(2.6.8)

其中ｇm是场效应管跨导,Ｉg是栅极漏电流。

2.6.4额定功率和额定功率增益在分析和计算噪声问题时,用额定功率和额定功率增益概念可以使问