一种lcl滤波pwm整流器的功率控制

一种lcl滤波pwm整流器的功率控制

0tm整流器控制策略三相电压畸变m装置（pulsewidthmove，脉冲宽度调节）可以实现输入电流的东正教化、单位矩阵的电压上下波动的稳定调整和能量的双向流。因此，它在单位矩阵治理、ac-d电源、电气传动、能源分布等方面发挥着越来越广泛的作用。PWM整流器与电网间的常规连接方法是通过L滤波器,而LCL滤波器采用较小的电感可获得较高的高频谐波衰减特性,使PWM整流器输入电流为高质量正弦波,被认为是大容量应用中最理想的滤波器拓扑,但LCL是一个3阶系统,且存在谐振点,控制上存在一定难度。PWM整流器一般采用输入电流的跟踪控制,常用控制策略包括PI控制、状态反馈控制、无差拍控制等。直接功率控制(DirectPowerControl,DPC)是一种新颖的方法,它直接对PWM整流器的输入功率进行控制,可实现高性能整流,使功率因数高、响应快、效率高、控制系统设计简单。DPC在L滤波的PWM整流器中应用较多,但在LCL滤波的PWM整流器的研究较少。文献提出一种LCL型PWM整流器的DPC方法,结合阻尼功率注入和虚拟磁链技术,抑制了谐振并节省了网侧电压传感器,但瞬时有功和无功的计算基于整流器侧电流,而不是网侧电流。本文提出一种新型的DPC策略,采用网侧电流计算瞬时功率,利用电容电流构造出阻尼功率,在功率环中减去阻尼功率抑制LCL滤波器的谐振,结合三电平滞环比较器和开关表,提高无功功率的控制效果。仿真结果证明了所提方法的有效性。1两相插装式电路设计LCL滤波的三相电压型PWM整流器主电路如图1所示。图中us为电网电压;L1a、L1b、L1c为整流器侧电感,L2a、L2b、L2c为网侧电感;Ca、Cb、Cc为滤波电容;i1为整流器侧电感电流;i2为网侧电感电流;ic为滤波电容电流;Si(i=a、b、c)为PWM整流器开关管的开关信号,Si=1时,该相的上桥臂开关管导通,反之则下桥臂开关管导通;Cdc为整流器直流侧电容;udc为直流侧电容两端的电压;整流器的负载用电阻RL代替。忽略电感电阻,由图1可列出以下一相电路方程:直接功率控制的控制系统结构如图2所示。系统由直流侧电压外环和功率内环组成,具体包括电压电流测量、坐标变换、网侧瞬时功率计算、扇区划分、滞环比较器、开关表、直流侧电压PI调节器等环节。有功功率参考值pref由电压外环提供,无功功率参考值qref=0。有功和无功参考值分别减去计算出的网侧有功和无功、再减去阻尼功率pd和qd,差值经滞环比较器产生有功开关信号Sp和无功开关信号Sq,连同扇区选择模块确定的扇区数送入开关表,最后由开关表产生abc三相桥臂的开关信号,控制6个开关管的通断。功率计算在dq坐标下进行,网侧瞬时功率p和q用下式计算:式中usd、usq为dq坐标下的电网电压;i2d、i2q为dq坐标下的网侧电感电流;k为垂直于dq坐标系的单位矢量。当电网电压平衡时,有usq=0,所以式(5)化简为:2按等效阻尼控制的加大等效功率环构造为了阻尼LCL滤波器的谐振,通常采用无源阻尼或有源阻尼两种方法。无源阻尼是通过在LCL滤波器的不同位置加入电阻实现的,较为简单,但同时也使损耗增加。而有源阻尼是对控制环节进行修改,实现与无源阻尼等效的结果。大多数有源阻尼是通过引入电容电流反馈实现的,但在DPC中没有电流环,因此需要构造阻尼功率。若不采用阻尼,由式(1)~式(4)可推导出整流器交流侧电压ui与滤波器输入电流i2间的传递函数:设滤波器的参数为L1=2mH,L2=1.5mH,C=12μF,则G(s)的伯德图如图3所示。可见G(s)的幅频特性存在一谐振峰值,谐振点处相角从-450°急剧变为-270°,相位滞后严重。由于DPC不是定频控制,整流器电压ui的频谱范围很广,谐振点频率附近的分量将被放大从而引发谐振。在LCL滤波器输出电流控制中,通常采用电容电流作为反馈,实现有源阻尼,其等效电路如图4所示,其中kd为电容电流ic的反馈系数,kdic相当于一个受控电压源。则ui和i2间的传递函数变为:当kd=3时,Gd(s)的伯德图如图5所示。可见Gd(s)的幅频特性不存在谐振峰,低频增益也未有衰减,实现了有源阻尼。另外,系统具有足够的正增益裕度和正相角裕度,系统稳定。由于直接功率控制中无法实现电流反馈,为此应在功率环中构造与图4等效的有源阻尼环节。受控电压源kdcic消耗的功率为阻尼功率pd和qd:式中icα、icβ和i2α、i2β分别为ic和i2在αβ坐标下的值。在有功和无功控制环中分别减去pd和qd即实现了有源功率阻尼。3滞环比较器和表传统的滞环比较器是两电平的,由于直接功率控制忽略了电感L1和L2的压降,因此像L滤波PWM整流器的DPC一样会出现无功失控区,为此采用式(10)和式(11)所示的三电平滞环比较器和表1所示包含辅助矢量的开关表,有:式中Hp和Hq分别为有功滞环和无功滞环的宽度。表1中,θ为电网电压矢量所处的扇区数,αβ坐标共分为12个扇区,如图6所示。4网络功能模拟为了验证算法的有效性,在MATLAB/Simulink环境中建立了基于上述直接功率控制的LCL滤波的PWM整流器系统模型;仿真中使用的参数为:电网相电压有效值220V;LCL滤波器中的L1=2mH,L2=1.5mH,C=12μF;直流侧电容Cdc=3000μF,直流电压设定值Udc=650V;有功和无功滞环比较器的环宽均为200。首先考察有源阻尼环节不起作用时系统的性能,由图7可见,网侧电流发生剧烈振荡,系统失去稳定性。随后加入有源阻尼环节,由图8~图12的仿真结果可以看出,有源阻尼有效地抑制了LCL滤波器的振荡,系统稳定。图8为PWM整流器的a相交流电流波形,其中图8(a)为整流器侧电感电流i1的波形,i1的THD%=4.2%,图8(b)为网侧电感电流i2的波形,i2的THD%=3.1%,两者都为较理想的正弦波,但因电容C的滤波作用使i2的THD%更小。图9为a相电网电压和网侧电流波形,可见两者同相,功率因数非常接近于1。图10为启动时实际有功功率p和无功功率q跟踪指令值pref和qref(=0)的过程,可见跟踪过程迅速,稳态误差小,有功和无功的波动小。图11为有源阻尼环节输出的阻尼功率pd和qd的波形图。为了检验功率跟踪的性能,令整流器的负载0.15s时发生突变(负载扰动),如图12所示,实际有功仅用不到1个工频周期后迅速跟踪了指令值,无功功率维持在0附近,所受的影响较小。5基于lcl滤波的dm整流器直接功率控制因出色的性能在L滤波