三电平电压型pwm整流器直接功率控制方法

三电平电压型pwm整流器直接功率控制方法

1dpc控制概述传统的宰相控制单元和相位预处理装置存在许多问题，如能量不能双向流动，网络侧波形低，波形污染严重。这些问题尤其体现在高压和相当数量的功率场合。因此，在诸如有源滤波、超导储能、可再生能源（太阳能、风能）的并网以及四象限交流电动机驱动等场合，PWM整流器必然会得到越来越多的应用。与此同时，相对于传统的两电平变换器，中点钳位式三电平变换器由于具有独特的优势，成为高压大容量应用场合的研究热点之一。因此，将三电平技术应用于PWM整流器无疑在高压大容量场合更具吸引力，不仅能够实现网侧电流谐波小、功率因数可控、能量能够双向流动等目标，而且同时具有器件承压低、开关频率低、输出谐波小和dv/dt小等三电平变换器的优点。目前，有关PWM整流的研究大多是基于两电平的拓扑，其高性能的控制策略有两种：电压定向控制（VoltageOrientedControl,VOC）和直接功率控制（DirectPowerControl,DPC）。VOC控制是通过旋转变换，将交流侧电流解耦成有功分量和无功分量，从而分别构成有功电流和无功电流的闭环控制。而DPC不需要电流的旋转变换，通过开关表直接选择合适的矢量实现对有功和无功的bang-bang控制，从而具有算法简单、动态响应更好等优点。但是，类似电机控制领域的直接转矩控制（DTC）,DPC控制存在开关频率不固定的缺点，不利于滤波器的优化设计；而且，DPC控制要达到比较好的控制效果，需要较高的采样频率，这就对控制器和A/D转换器提出了更高的要求。这些问题给传统DPC控制的应用带来了很多困难。文献提出了固定开关频率的DPC方法，但其算法是基于两电平的电路拓扑，并且没有给出系统有功、无功和具体矢量之间的明确关系，难以优化设计控制器参数。此外，三电平拓扑还必须考虑中点电位的平衡。针对上述问题，本文提出了一种基于空间电压矢量SVM(SpaceVectorModulation）的固定开关频率三电平PWM整流器DPC控制策略（DPC-SVM）。相对于VOC,DPC-SVM算法简单，不需要电流的旋转变换；相对于传统的基于开关表的DPC,DPC-SVM开关频率固定，采样频率不需要很高，降低了对控制器和A/D采样的要求。2三坪平滑m电流滤波2.1带网电路设计三电平三相电压型PWM整流器主电路如图1所示。Ls和Rs分别是交流侧电抗器电感和等效内阻，Cdc1、Cdc2是直流母线电容；ea、eb、ec是三相电网电压，isa、isb、isc是网侧电流，vsa、vsb、vsc是整流桥交流侧电压，Udc1、Udc2分别是直流母线上下电容电压。文献中给出了电路的数学模型，由数学模型很容易得到三电平PWM整流器在d-q坐标系下交流侧等效电路，如图2所示。图中，ed和eq、isd和isq、usd和usq分别是d-q坐标系下的网侧电压、电流以及整流桥交流侧电压。由等效电路可以得到三电平PWM整流器交流侧d-q坐标系下的数学模型如下：2.2直接功率控制dpc-svm方法DPC控制思路与VOC不同，是对瞬时有功和无功的直接控制。这种控制策略的关键之一是对有功和无功的实时准确观测，而瞬时无功理论为此提供了理论基础。瞬时功率理论由日本学者赤木泰文（H.Akagi）等人在20世纪80年代初期提出后得到跟踪研究并被进一步明确化，在α-β坐标系下，瞬时有功和无功可以表示为式中p——电网瞬时有功功率q——电网瞬时无功功率isα,isβ——网侧电流显然，通过检测网侧电压电流的瞬时值，可以计算出系统的瞬时有功功率和无功功率。省去公式推导，进一步将式（2）转换到d-q坐标系，得到选取d-q坐标系的初始电角度和a相的初始电角度相等，则d轴与电网电压矢量重合，有eq=0，代入式（3）得到式（1）两端乘以ed，得到令Le=Ls/ed,Re=Rs/ed，并将式（4）代入式（5）整理得到式（6）比较直观地揭示了直接功率控制的本质。由此，可以得到基于SVM的三电平PWM整流器直接功率控制（DPC-SVM）原理框图，如图3所示。通过对直流侧上下母线电容的采样得到中点电压信息和母线电压Udc,Udc和给定参考U*dc的误差经过调节器得到有功参考电流i*sd，它与母线电压的乘积作为有功功率的参考量p*，无功功率的参考量q*在单位功率因数下设为零。通过对交流侧的采样得到瞬时有功p、瞬时无功q和网侧电压的相位信息。有功、无功参考量和实际值之间的误差经调节器输出参考电压矢量usd、usq。此参考矢量根据网侧电压的相位反旋转变换，得到整流桥交流侧的控制量uα、uβ。由此，可应用各种适当的PWM策略，以固定开关频率控制整流桥工作，例如本文所采用的三电平SVM调制策略。显然，系统性能好坏的关键取决于有功、无功功率内环和电压外环控制器。3管理系统的设计3.1基于前馈的解耦控制由图3可以看出，DPC-SVM控制系统是由电压外环、功率内环组成的双闭环系统。电压外环控制器的设计和VOC控制策略完全一致，在此不再赘述。下面给出功率内环的设计方法。由式（6）可以看出，系统d、q轴变量相互耦合，给控制器的设计带来了一定难度。一个简化的设计思路为：可以认为无功功率始终为零，从而使得有功和无功功率的控制相互独立。这种方法可以得到接近满意的稳态效果，因为稳态时无功近似为零；但是这种近似使得系统的动态响应难以得到保障。要提高控制性能，可以采用前馈解耦控制策略。当采用图3中的PI调节器作为功率内环控制器时，由式（6）得到系统的控制方程如下：式中Kp——PI调节器比例增益Ki——PI调节器积分增益将式（7）代入式（6），整理得到显然，从式（8）可以看出，基于前馈的控制策略实现了功率内环有功、无功的解耦，由此得到系统的控制框图如图4所示。将ed视为扰动，可以通过PI调节器补偿掉，所以得到简化的有功功率环控制框图如图5所示。图中，Ti=Kp/Ki,Ts为系统采样周期的一半。根据简化的控制结构图，按照典型II型系统可以设计出有功功率环PI调节器的参数。无功功率环的设计与有功功率环类似。3.2基于svm的中点平衡控制中点电压的平衡是三电平拓扑在应用中必须注意的问题，否则可能导致开关器件及直流侧电容承受过高电压而损坏。基于SVM的中点平衡控制研究已近成熟。其中，通过调整具有冗余关系的小矢量来补偿中点电位偏差的方法简单有效。在三电平变换器中，具有冗余关系的小矢量对中点电位的影响是互反的。利用这一关系，通过检测交流侧电流判断出中点电流方向，并根据中点电位的偏移方向，在SVM中调整冗余矢量和矢量序列可以保证中点电位的平衡。4实验数据分析基于上述方案，按照图3原理框图，在以DSP(TMS320F2812）和CPLD(EPM7256）为核心的全数字化控制平台上对三电平PWM整流器DPC-SVM控制进行了实验。系统主要参数为：交流侧相电压170VAC，直流母线电压500VDC,Ls=10mH,Cdc1=Cdc2=680µF，主功率器件IGBT的开关频率为2.5kHz，满载输出功率3kW。实验数据的采集和分析主要由录波仪（DL750）、数字功率计（WT1600）以及计算机（PC）完成。系统实验波形如图6所示。图6a给出了满载稳态情况下系统交流侧相电压、电流以及整流桥交流侧线电压波形。相电压中的高次谐波是由于实验系统中的调压器引起的，稳态时用横河数字功率计WT1600测试系统功率因数为0.9993。图6b是满载稳态交流侧电流和频谱。可以看出，满载时交流侧电流的THD<1.69%；图6c是在没有加入前馈解耦算法的情况下，系统突加到满载过程中交流侧相电压、电流以及系统有功、无功功率波形图。从图中可以看出，由于有功和无功的相互耦合，使得有功功率在突变时引起无功功率的变化。从交流侧电压电流波形上可以发现，电压、电流有一个明显的相位差，系统大约需要20个周期左右才能达到稳态；图6d是加入前馈解耦控制后系统突加到满载时交流侧电压、电流以及有功功率、无功功率波形图。显然，有功、无功的解耦控制使得系统动态响应得到明显提高。图6e是系统突加到满载时交流侧电压、电流以及母线电压、中点电压波形图。可以看出，所采用的具有中点平衡功能的三电平SVPWM策略是有效的。5电平dm整流器的dpc-svm控制算法三电平变换器在高压大容量场合的实用性得到了广泛的关注和研究。而DPC控制作为一种性