三相电流型pwm整流器非特征谐波的产生与抑制

三相电流型pwm整流器非特征谐波的产生与抑制

1网侧电压不平衡问题vm全流器克服了传统的晶门管相位控制整流器和二维非全流器的矩阵低、电流失真率高的缺点。它具有正侧电压和输出功率的矩阵，是近年来研究的重点。PWM整流器可分为电压型(Voltage-SourceRectifier,VSR)和电流型(Current-SourceRectifier,CSR),其中VSR由于结构简单,控制方便,一直是研究的重点,然而在一些中、大功率应用场合,CSR由于电流响应速度快、限流能力强等特点,将更具竞争力。常规的CSR控制系统的设计,都假定电网电压三相对称,但在实际系统中,电网电压不对称、非正弦的情况普遍存在。若不采取不平衡补偿,则会在整流器的直流侧产生2、4、6…等偶数次非特征谐波,在交流侧产生3、5、7…等奇数次非特征谐波。这些低阶的非特征谐波将会对电网产生谐波污染,使整流器的性能恶化,严重时甚至可能烧毁整流设备。文献分析了CSR在电网电压不平衡时的运行情况,指出直流电压中的二次谐波分量是由开关函数的正负序分量和整流器输入电压的正负序分量的交叉乘积项产生的,并据此提出了选择开关函数的正、负序分量的幅值和相角以消除直流电压中的二次谐波的方法。文献得出了与文献相似的结论,但提出了将三相电压延时1/4周期以提取电压的正、负序分量的方法,实现更为简单。这两种方法的缺点是网侧功率因数不可控。文献在双同步坐标系下,推导了CSR不平衡补偿电流的表达式,消除了网侧输入功率中的脉动分量,获得了较高的功率因数,但由于未考虑滤波电感和电容上的脉动功率,并不能完全消除直流功率中的脉动分量,而且其电流控制本质上是一种开环控制。文献[9-13]研究了VSR基于电流反馈的不平衡控制策略,但这些方法不能直接应用到CSR中,原因在于:(1)CSR交流侧二阶滤波结构使整流器交流侧的瞬时功率平衡表达式与VSR不同。(2)CSR交流侧弱阻尼的二阶滤波环节较之VSR的一阶环节,更易激起振荡,因此,电流控制更为复杂。本文基于瞬时功率理论,推导了CSR交流侧的瞬时功率平衡关系,并据此提出了网侧指令电流控制算法,不仅消除了直流电流中的谐波分量,而且实现了网侧正弦的交流电流和受控的功率因数。另外,在αβ静止坐标系中,提出了基于滑模控制的交流电流控制策略,实现了电流的无差跟踪,该控制策略在进行电流跟踪控制时不需要独立检测正负序电流分量,从而避免了电流检测对系统控制带宽的影响,获得了更好的控制效果。仿真结果验证了理论分析的正确性。2正序电压矢量的计算图1给出了三相CSR主电路原理图。对于图1所示的星形联结,由于不存在零序电流回路,因此,以下分析均忽略零序电压的影响。电网电压不平衡时,电网电压矢量可表示为正序电压矢量和负序电压矢量之和。式中,Epdq、ENdq分别为电网电动势在正序同步坐标系下和负序同步坐标系下的dq分量,EPdq=edP+jeqP,ENdqE=eNd+jeNd。同理,整流器交流侧电压矢量Uαβ、网侧电流矢量Iαβ和整流器输入电流矢量Iiαβ可分别表示为2.1立即响应的功率平衡2.1.1输入网络侧的功率网侧输入的复功率可表示为由式(5)求得网侧输入的瞬时有功功率为式中2.1.2立即响应性能由式(8)求得电感上损耗的瞬时有功功率式中2.1.3在c上损失的立即功率由式(11)求得电容上损耗的瞬时有功功率式中2.1.4注入补流器的功率注入整流器输入侧的复功率为考虑在稳态运行情况下,有将式(15)代入式(14)求得注入整流器输入侧的有功功率式中2.1.5功率平衡的传统方程根据式(6)、式(9)、式(12)、式(16),得到整流器交流侧的瞬时有功功率平衡的表达式为从上式可看出,由于电感和电容上脉动功率的影响,仅补偿网侧的脉动功率为零不能完全消除直流功率中的脉动分量。2.2网络输入的立即无法消耗根据瞬时无功功率理论,定义矢量E′αβ滞后于Eαβ90°,且定义复功率则网侧输入的瞬时无功功率可表示为式中3不平衡补偿3.1网侧可控的无功功率若要保证直流电流中没有脉动的二次谐波分量,应使注入整流器的有功功率不含有脉动成分,即另外,根据直流侧和交流侧的有功功率平衡,有为了实现网侧可控的功率因数,网侧的平均有功功率和无功功率应满足综合式(7)、式(17)、式(21)~式(24),得定义则求解式(25)可得式中3.2正序和负序同步坐标系下谐波分量的计算要计算上述指令电流,需要提取电源电压和整流器输入电压在正序、负序同步坐标系下的dq分量。将式(1)表示的电压矢量分别转换到正序和负序同步坐标系下,得到从上式可以看出,在正序旋转坐标系下,负序分量表现为2倍频的谐波分量,同样,在负序旋转坐标系下,正序分量表现为2倍频的谐波分量。因此,可以采用低通滤波器或陷波器滤除2倍频谐波,但是低通滤波器会产生相位延迟,故采用陷波器滤除100Hz谐波,陷波器的传递函数如下式中,ω0=628rad/s。4交流电流控制器设计CSR的控制系统包括直流电流控制和交流电流控制,其中直流电流外环控制器采用状态反馈控制器,具体算法同文献,在此不再赘述,下面讨论交流电流控制器的设计。4.1阶非线性系统的转化在αβ静止坐标系中,三相CSR交流侧的数学模型可表示为式中,mα、mβ分别为开关函数的αβ分量。式(33)和式(34)分别描述了两个单输入单输出的二阶非线性系统,将其转化为可控标准型式中,x1α=iα,x1β=iβ,2s()/sssx=e-Ri-uL,fs(x)=-(R/L)x2s-x1s/(LC)-es/L,gs(x)=idc/(LC)。令则控制量ms可表示为以下形式4.2滑动模态的确定滑模控制器的设计主要包括三部分:(1)设计滑模面,使它所确定的滑动模态渐进稳定并具有良好的动态特性。(2)设计控制率,使系统状态能够在有限的时间内到达滑模面,并且保持在它上面运动。(3)分析控制系统的稳定性。4.2.1dn#、发挥好把正序、负序指令电流idP*、iqP*、idN*、iqN*变换到αβ坐标系下,有定义误差e1s=is*-is,并选择线性滑模面式中,λ为正实数,决定了滑模面上偏差收敛的速度。4.2.2q、ssw的控制作用控制律设计的目标是使系统的状态轨迹能够到达滑模面并且保持在滑模面上。根据等效控制的设计方法,取变结构控制律为式中,σseq是等效控制,其本质是使系统状态保持在滑模面上所需要的控制量;σssw是切换控制,其作用是在趋近阶段补偿系统的不确定性,使状态轨迹能够到达滑模面。系统状态保持在滑模面ss=0上运动的必要条件是,则根据式(36)、式(39),得选择切换控制式中,sgn()为符号函数,其定义为则基于等效控制设计方法得到的变结构控制律为将式(43)代入式(37),得到系统的控制量4.2.3理想滑动模态不可能实现理论上,控制律式(44)中的切换控制要求控制信号和执行机构能瞬时切换以使系统状态保持在滑模面上,但实际上,由于计算延迟、传输延迟、执行机构限制以及其他因素使得瞬时切换不可能实现,即理想滑动模态不可能产生,系统状态只能以反复穿越滑模面的形式运动到原点,从而导致抖振现象。为了平滑控制,在变结构控制中引入边界层φ,并用饱和函数取代公式中的符号函数,则式(44)可表示为式中饱和函数的定义如下:只要选择k/φ≤λ,则系统的未建模动态不会被激发,抖振现象可消除。4.2.4系统的阶导数定义Lyapunov函数V为则应设计控制律使得V的一阶导数满足式中,η>0,它决定了系统状态趋近滑模面的速度。在趋近阶段,,可见只要选择k≥η,则系统状态渐进稳定的趋近滑模面,k值越大,趋近速度越快。4.2.5圆明园是管理系统的框架图整个控制系统的结构框图如图2所示。5控制系统参数为了验证不平衡补偿方法和控制器设计的有效性,在Matlab/Simulink环境下对CSR进行了仿真实验。系统主电路参数如下:L=0.15mH,C=150µF,R=0.1Ω,Ldc=5mH,Rload=2Ω。采样频率和开关频率均为3kHz,电流给定I*dc=50A。控制系统参数:陷波器,,边界层φ=k/λ。算例1:CSR稳态运行,电源三相平衡,有效值E=110V,网侧单位功率因数运行。t=0.05s时b相电压发生幅值和相位突变,未进行补偿时直流电流和网侧瞬时有功和无功功率波形分别如图3a、图3b所示。算例2:t=0.05s时b相电压发生幅值和相位突变。加入补偿后直流电流和网侧瞬时有功和无功功率波形分别如图4a、4b所示。算例3:电源不平衡情况如算例2,在t=0.05s时负载电阻由2Ω跃变为1Ω。直流电流的动态响应曲线如图5所示。算例4:电源不平衡情况如算例2,在t=0.05s时网侧功率因数由单位功率因数跃变为滞后0.85。网侧a相电压和电流波形如图6所示。从以上算例可以看出,在电源电压发生幅值和相位突变的情况下,控制系统不仅实现了恒定的直流电流、正弦的输入电流和可控的功率因数,而且在负载突变和功率因数突变的情况下,均具有较好的动态性能。6表现为控制算法仿真