一种新型的零电流转换管型的设计

一种新型的零电流转换管型的设计

1零电流转换软开关拓扑随着能源危机和气候变变现在世界范围内的问题，越来越多的新能源，如风能、太阳能和电池，受到了人们的高度重视和使用。在新能源的大规模利用中,大功率并网变流器起着重要的作用。三电平变流器与两电平变流器相比有许多优点,非常适合于中压大功率应用场合。特别是中点钳位三电平变流器是目前市场中最流行的大功率拓扑。在大功率场合不论是两电平还是三电平变流器,其开关器件一般都采用高压绝缘栅双级型晶体管(IGBT)或者IGCT。这类开关器件的开关损耗是提高系统效率、开关频率和控制带宽的主要瓶颈,特别是在大功率应用场合,由于开关损耗带来的热应力限制,开关频率只有几千赫兹甚至几百赫兹。另外,较低的开关频率需要较低截止的LC滤波器,这导致并网逆变器的重量和成本增大的同时,也给控制器设计带来许多的挑战。软开关技术能减少或消除换流过程中主开关管重叠部分的电压和电流,从而实现减少或消除开关器件的开关损耗。在过去20年中,人们提出许多不同的软开关技术[4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15,16,17]。其中零电流转换软开关技术因其具有以下的优点得到了人们很多的关注[18,19,20,21,22,23,24]:(1)主开关管实现了完全零电流分断,消除了分断损耗;(2)主开关管实现了软闭合,减少了二极管的反向恢复损耗和开管的导通损耗;(3)辅助开关只在换流过程工作,其电流额定值远小于主开关,且工作在软开关条件下;(4)加入软开关后变流器的控制方法与传统硬开关变流器兼容。零电流转换软开关技术可以应用于三电平变流器中,得到的三电平软开关拓扑同时具有三电平拓扑与软开关技术的优点,特别适合于大功率应用场合。在文献中,零电流转换软开关技术被应用到二极管中点钳位三电平变流器中,将一台250kW变流器的开关频率提高至20kHz。该三电平零电流转换软开关拓扑的缺点是辅助电路非常复杂,每相桥臂需要4个辅助开关管和两组LC谐振支路,因而增加了系统的复杂性和成本。文献指出该软开关拓扑在内侧开关管与外侧二极管换流时,由于寄生电感的原因会导致钳位二极管意外导通,使得内侧开关管不能实现完全零电流截止。本文提出了一种新型的基于有源中点钳位三电平变流器的零电流转换软开关拓扑,其每相桥臂只需要2个辅助开关管和1组LC谐振支路就可以实现所有主开关管的完全零电流截止和接通过程的软换流,此外辅助开关管容量小且没有开关损耗。本文详细分析了该变流器的工作原理及其软开关实现过程,并通过一台80kW半桥逆变器验证该拓扑的可行性和优点。2数字化转型控制图1所示为提出的有源中点钳位三电平零电流转换软开关变流器的单相电路。其主电路部分包括主开关管S1~S4、Sp、Sn及反并联二极管VD1~VD4、VDp、VDn,其中S1、VD1、S4、VD4为外侧开关器件,S2、VD2、S3和VD3为内侧开关器件,Sn、VDn、Sp和VDp为钳位开关器件。辅助电路部分包括辅助开关管Sx、Sy,反并联二极管VDx、VDy,LC谐振支路Lr、Cr。采用传统的PWM调制方法时,三电平变流器的输出电平转换都是在临近的两个电平之间,即当输出正电压时输出电平在正电平与零电平之间转换,当输出负电压时输出电平在零电平和负电平之间转换。这两种电平转换是完全对称的,以下以输出电平在正电平与零电平之间转换为例,分析电路的工作原理。变流器可以工作在逆变或者整流状态,因此要对不同的输出相电流方向分别进行分析。图2所示为输出电平在正电平和零电平之间转换时,不同输出相电流方向下,主开关管和辅助开关管在一个开关周期的控制时序,如图1所示。不论输出相电流方向为正(流出桥臂)或是负(流入桥臂),主开关管S1和Sn处于导通状态,S4和Sp处于截止状态,S2和S3被包含死区时间Td的一对互补PWM信号驱动。当S2导通时变流器输出正电平,当S3导通时变流器输出零电平。当输出相电流方向为正时,换流的开关管和二极管为S2和VD3,由辅助开关管Sy协助闭合,由Sx协助分断;当输出相电流方向为负时,换流的开关管和二极管为S3和VD2,由辅助开关管Sx协助闭合而Sy协助分断。当变流器工作在输出电压为负的对称情况时,则Sp和S4处于常通状态,S1和Sn处于常关状态,内侧开关管S2和S3被互补的PWM信号驱动,换流同样出现在内侧开关器件VD2、S2、VD3、S3中。通过以上控制,可以将有源中点钳位三电平变流器的换流等效为一个由内侧开关器件组成的二电平变流器的换流。所以在二电平变流器中适用的零电流转换软开关控制策略也可以应用到有源钳位三电平软开关拓扑中。目前常见的零电流转换控制策略有文献提出的零电流分断控制策略和文献提出的零电流分断同时接近零电压闭合控制策略。本文以文献中提出的控制策略为例说明提出的有源钳位三电平软开关拓扑工作原理。当输出相电流方向为正时,一个开关周期的零电流转换过程波形如图3所示,整个过程从t0到t10可以分为八个阶段。每个阶段的电路状态如图4所示。(1)t0~t2时间段电路状态如图4a所示。t0时刻之前,输出零电平,输出相电流完全经Sn、VD3流通。t0时刻闭合辅助开关管Sy,形成了一个包含Sy、VD3、Lr、Cr的谐振回路,根据图中所示电流参考方向,谐振电流Ir开始正向增加,经过半个谐振周期,谐振电流在t1时刻过零,然后反向增加并通过辅助开关管Sy的反并联二极管VDy流通。(2)t2~t3时间段电路状态如图4b所示。谐振电流Ir在t2时刻达到输出相电流大小,VD3随即自然分断没有反向恢复损耗,由于S2还未闭合而VD2承受反向电压不能闭合,因而在t2~t3时间段,输出相电流只流过谐振支路,并对谐振电容线性放电。(3)t3~t4时间段电路状态如图4c所示。主开关管S2在t3时刻闭合,形成一个包含S1、S2、Lr、Cr、VDy、Sn以及上半直流电容的新谐振回路。S2的闭合电流是以谐振电流的速率上升,且二极管的反向恢复电流大大减少,因此S2的导通损耗得到了很大减少。随着S1、S2支路电流的增加,谐振支路电流Ir开始下降,到达t4时刻谐振电流Ir降为零,VDy自然分断。由于Sy已经在t3时刻分断所以谐振电流不能反向流通,谐振过程结束。(4)t4~t5时间段电路状态如图4d所示。谐振过程结束后,全部的输出相电流通过S1、S2流通,从零电平到正电平的零电流转换过程结束。(5)t5~t7时间段电路状态如图4e所示。正电平到零电平的零电流转换过程从t5时刻闭合辅助开关管Sx开始。Sx的闭合形成了一个包含S2、Sx、Lr、Cr的谐振回路,谐振电流Ir开始负向增加,经过1/4个谐振周期后,谐振电流达到负的峰值且该值大于输出相电流。谐振电流大于输出相电流的部分通过S2的反并联二极管VD2流通,在t6时刻分断S2就实现了完全零电流分断。t6时刻以后谐振电流开始下降,并在t7时刻降为输出相电流大小。(6)t7~t8时间段电路状态如图4f所示。在t7时刻谐振电流降为输出相电流大小,由于此时S2已经分断,而二极管VD3还承受反向电压不能闭合,所以输出相电流只能通过谐振支路流通,同时给谐振电容Cr线性充电。(7)t8~t10时间段电路状态如图4g所示。在t8时刻谐振电容上的电压Vr充到负的1/2输入直流电压,此时VD3开始承受正向电压闭合,形成一个新的谐振回路,包括S1、Sx、Cr、Lr、VD3、Sn以及上半直流电压。谐振支路电流Ir开始减少,Sn、VD3支路的电流开始增加,达到t9时刻时谐振电流Ir降为零,输出相电流全部通过Sn、VD3流通。t9时刻之后,谐振电流反向后通过辅助开关管Sx的反并联二极管VDx流通,此时可以零电流分断Sx,再经过半个谐振周期达到t10时,谐振电流Ir再次过零,VDx自然分断,又因Sx已分断,谐振电流不能再反向流通,谐振结束。(8)t10时刻以后电路状态如图4h所示。全部的输出相电流通过Sn、VD3流通,从正电平转换到零电平的零电流转换过程结束,辅助谐振电路停止工作等待下一个开关过程。当输出相电流方向为负时与输出相电流为正时是对称的情况,其换流过程不再详述。3谐振电流的确定如上节所述,零电流转换软开关的基本原理是在主开关闭合和分断之前,通过闭合辅助开关管触发谐振,将输出相电流从主开关器件转移到谐振电流通路,从而实现主开关器件的软闭合和分断。在这个过程中谐振支路起着非常重要的作用,因此,如何设计谐振支路是零电流转换软开关逆变器设计中的关键问题。为了更加直观地展示谐振支路在软开关过程的状态,用谐振支路状态轨道图表示一个开关周期内谐振电容电压和谐振电感电流的变化。如图5所示,其横坐标是谐振电容电压,纵坐标是谐振电感电流与谐振阻抗的乘积。其中t0~t4为闭合过程,t5~t10为分断过程。当谐振回路中没有外部电压源时,谐振轨道图中的轨迹是以原点为圆心的一段圆弧,如t0~t2和t5~t7时间段;而当谐振回路中有外加电压源时,轨迹为以外加电压源的电压值为圆心的一段圆弧,如t3~t4和t8~t10时间段。谐振支路的设计中首先要考虑保证实现主开关管的完全零电流分断,为此必须满足两个前提条件:第一个条件是分断时谐振电流峰值要大于输出相电流的峰值ILmax,这样相电流才能完全转移到谐振支路中;第二是输出相电流完全转移到谐振支路的这段时间要足够长,使得主开关动作后其自由载流子能全部复合掉。由图5可见,要满足第一个条件必须使得t5~t7时间段的谐振电流大于输出相电流的最大值,即r3大于ILmax。其中Z为谐振支路的阻抗值,其表达式见式(1)。而在直流电压Vdc和输出相电流峰值都确定的情况下,r3的大小决定于谐振阻抗Z和t2~t3的时间长度t23。根据上节所述,t2~t3时间段是输出相电流电流给谐振电容线性放电的阶段,所以t23越长谐振电容中的能量越小,即r3越小。因此在控制中应使t23尽量小甚至为零。在t23已经确定的前提下,r3的长度与Z的关系是一单调递减关系。因此可以找到一个最大的Z使得r3等于ILmax。定义谐振电流峰值与输出相电流最大值之比为kr,并假定t23控制为零,通过几何三角关系可以得到kr关于直流电压、最大输出相电流和谐振阻抗的表达式,见式(2)。式中从上式可以得到满足条件一的谐振阻抗最大值,但谐振阻抗也不应选择得太小,否则过大的谐振电流会带来过多的额外导通损耗。在确定了谐振阻抗满足第一个条件的前提下,通过合理选择谐振周期Tr满足第二个条件。Tr的表达式见式(3)。分断时谐振电流大于输出相电流的时间长度Tzct的表达式见式(4)。Tzct最小值应大于分断过程主开关器件的延时时间和分断时间之和,可以根据器件的数据手册得到最小的Tzct,从而得到相应的Tr。需要注意的是Tzct会导致额外的导通损耗和占空比损失,所以也不应取过大。4第三、四限工作状态为了验证理论分析,在实验室中制作并测试了一台80kW三电平零电流转换软开关变流器半桥样机。其主开关管和钳位开关管选用CM400HA-24(1200V/400A),辅助开关管选用CM150DY-24(1200V/150A),谐振电感为2uf06dH,谐振电容为0.5uf06dF。为了测试变流器在四象限运行的特性,用一个2mH电感作为负载,变流器被控制为一个单刀三掷的开关。当变流器输出连接到正电平点时,电感被正向充电;当输出连接到零电平点时,电感续流;当输出连接到负电平点时,电感被反向放电。在第一象限运行时,变流器输出电平在正电平和零电平之间切换,电感被一组正电压脉冲正向充电。当电感电流达到期望电流,变流器进入第二象限运行,输电电平在负电平和零电平之间切换,电感被一组负电压脉冲反向充电,直到电感电流降为零。第三和第四象限与第一和第二象限工作状态是对称的。通过控制脉冲的数目和宽度可以测试变流器在不同象限、不同电流下的开关换流特性。通过禁止或使能辅助开关管工作,对变流器在硬开关和软开关条件下分别进行了测试。硬开关条件下的闭合、分断换流波形如图6所示。在闭合过程中,由于二极管的反向恢复电流,主开关管的闭合电流尖峰接近输出电流的两倍,导致主开关管上产生很大的导通损耗。在分断过程中,开关管的拖尾电流和换流过程寄生电感引起的电压尖峰会造成主开关管较大的分断损耗。软开关条件下的开关波形如图7所示,在分断过程中主开关管的电流被转移到谐振支路中,其电流先降为零,然后电压再上升,实现了主开关管的完全零电流分断。在闭合过程中,同样由于谐振支路的分流作用,二极管的关断电流和反向恢复电流也大大减少,所以闭合过程的损耗也得到很大的减少。图8比较了硬开关和软开关条件下分断过程主开关管的分断损耗和过电压尖峰。由图可见在整个电流段,软开关变流器的分断损耗都比硬开关变流器少,而且随着电流增大损耗减少得越多,在150A电流下软开关分断损耗仅仅为硬开关的16%。同时,由于分断过程中寄生电感也成为谐振回路中的一部分,由寄生电感引起的分断过电压尖峰也得到了有效抑制,软开关条件下的过电压尖峰在整个电流段被控制在100V以内,而硬开关条件下达到180V左右。图9所示为硬开关和软开关条件下闭合过程的导通损耗以及电流尖峰的比较。可见软开关条件下由二极管反向恢复过程引起的电流尖峰值得到了抑制,且导通损耗也得到了很大的减少,在110A输出相电流时,软开关条件下的导通损耗仅为硬开关条件下导通损耗的30%。实验结果证实了提出的三电平软开关拓扑能大幅减少主开关