三电平逆变器中点钳位平衡电路的研究

三电平逆变器中点钳位平衡电路的研究

近年来，多坪变换已成为人们研究的主题。三平频器是最简单、最实用的二次滤波电路。与传统的两平频器相比，三平频器具有两倍的正向干扰电压，从而减少波形和开关的频率，从而减少系统的损失。低频开关装置可以应用于高压变换器。然而，三平频器的控制策略复杂，考虑到相位补偿，当偏转源直接线中的两个相邻功率的中点电压发生位移时，三平频器输出的电压波形会发生变化，从而增加振动和噪声，从而抑制三平频器中点的电位位移。有硬件和软件限制三平频器中点位移的方法。从软件的角度来看，控制的复杂性增加了。作者提出了一种用于抑制三平衡器中点二次偏移的硬件电路实现方法。详细介绍了其工作原理和电路设计，美国mathus开发的嵌入式模拟软件nb和simulik发表了研究，并给出了良好的模拟结果。1变压器的工作原理三电平逆变器主电路结构如图1所示.其中VX1～VX4分别为X(X=A,B,C)相上的电力电子器件——绝缘栅双极型晶体管(insulatedgatebipolartransistor,IGBT);DX1～DX4为与其反并联的续流二极管;DX5,DX6为相应各相的箝位二极管;P,N为直流侧正、负电压母线;O为中性点;C1,C2为直流侧的分压电容;UA～UC为逆变器的三相输出电压;Udc为直流侧电压;iC1和iC2分别为流经C1和C2的电流;iNP为流经中性点的电流.以X相为例说明三电平逆变器的工作原理为:VX1和VX2导通时X相输出正电平;VX3和VX4导通时,X相输出负电平;VX2和VX3导通时,X相输出零电平.因此,逆变器交流侧每相输出电压相对于直流侧电压有三种取值的可能,这正是三电平逆变器名称的由来.三电平逆变器运行中会存在一个问题,即中点电位偏移,这是由于在直流侧中性点存在着流入或流出的中点电流iNP,如图1所示.当某一相上输出为零电压时(VX2,VX3管导通),中点电流使得直流侧电容分压产生失衡:当iNP流出中点时,对C1充电;当iNP流入中点时,对C2充电,若C1,C2的充放电过程不均衡,则中点电位就要发生偏移.由此可见,iC1≠iC2或iNP≠0是产生中点电位偏移的必要条件,而零电压在此过程中起了重要影响.2a.林斯基碳质控制电路笔者提出的中点电位平衡电路的主电路如图2所示.电路中T1,T2,T3为IGBT管,D1,D2为续流二极管,L1,L2为储能电感,C1,C2为分压电容.与普通抑制电路相比,该电路增加了一个IGBT管T3,通过控制T3管的导通与关断,可以抑制直流侧电压Udc不变情况下C1,C2端的电压变化,即使Udc降低,该电路也能有效抑制中点电位的偏移.2.1金融系统工作原理若Udc保持不变,则Udc=UC1+UC2为常数,UC1增加必然导致UC2下降,同样UC1下降必然使UC2增加,因此可以通过调整直流侧两个分立电容的电压来平衡中点电位.为实现这一目标,使T3始终处于导通状态,此时的等效电路如图3所示.这一电路由Boost和Buck变换器组成.T1,D1,L1和C2构成Buck变换器;T2,D2,L2和C1构成Boost变换器.电路的工作模式相应地分为Buck变换模式和Boost变换模式.这两种变换模式的工作状态应当互补.当UC1>UC2时,Buck变换电路(T1,D1,L1,C2)开始工作,与此同时,Boost变换电路停止工作.Buck变换模式中,是通过调整C2两端的电压实现抑制中点电位偏移的.当T1导通时,一方面在Udc作用下,电流流经T1,L1,C2,另一方面电容C1上的电压UC1经T1与L1构成回路,均使电感L1储能;当T1关断时,经C2,D1,L1的回路将储存在L1中的电能转换到C2中,电容C2充电,其上电压增大,直到C1与C2上的电压平衡.当UC2>UC1时,Buck变换器不再工作,Boost变换电路开始工作.由于UC2>UC1,C2中的能量将间接转移到C1中.当T2导通时,一方面C2上的电压UC2经L2,T2放电,能量存储在L2中,另一方面Udc经C1和C2重新分配电压;当T2关断时,二极管D2导通,存储在L2中的能量通过D2转移到C1中.这样,在Boost变换模式中,通过调整C1两端的电压就可以抑制中点电位的偏移,直到UC1=UC2.2.2tt-bck变换器当输入电源发生脉动导致Udc减小至低于电压保护设定值时,图2所示电路中的T3管关断,此时的等效电路如图4所示.Boost和Buck变换器同时工作,不仅使C1,C2上的电压平衡,而且使它们的电压之和等于所设定的Udc值.Buck变换器调整电容C2两端的电压.T1导通时,从Udc流出的电流流经T1,L1,C2,使L1储能;T1关断时,L1中的能量转换到C2中.与此同时,Boost变换器将能量从C2转换到C1中,调整C1两端的电压,其工作过程与上述Boost变换模式相同.3电路参数设计3.1t1导通、电流企业以高电压下的充放电保护文献中已经证明:中点电流最大值近似等于逆变器的输出电流.笔者提出的平衡电路,中点电流最大值出现在T1导通、储能电感L1中电流线性增加过程中或出现在T2导通、电流流经C2对L2储能的过程中.因此即使在中点电位偏移最大情形即中点电流最大时,流经T1,T2的电流应当与流过三电平逆变器中开关器件的电流值是相等的.另外不难看出,T1,T2的耐压值应当是三电平逆变器中开关器件耐压值的2倍.3.2中点电位波动频率公式每个分压电容承受直流侧电压的一半,因此对电容要求应当是电容的内压大于Udc/2的电解电容.为简单起见,完全可以将C1,C2设计为标称值相等的电容C,由三电平逆变器的工作过程容易推出电容C的计算公式为式中:INPmax为流经中点的电流最大值;ωNP为中点电位波动频率;UNPR为中点电压变化的最大值.若设三电平逆变器三相输出电压电流的相位角为θ、调制深度为M、输出角频率为ω、输出电流有效值为I,则中点电位的偏移值UNP可以计算出来,中点电压变化的最大值UNPR也就很容易确定了.前已叙述,中点电流最大值近似等于逆变器的输出电流,因此流经中点的电流最大值INPmax为一般说,中点电位波动频率ωNP为逆变器输出频率ω的3倍,即结合式(1),(2),(3),容易计算出电容C的内压.可以看出:电容的大小不仅与中点电流的最大值有关,还与中点电压波纹大小及中点电压频率有关.3.3区域内电池放电在Buck变换模式中,流过储能电感L1的电流不能发生突变,只能近似线性地上升或下降.设开关周期为T,开关管T1导通时间为ton,截止时间为toff,占空比为k=ton/T.在开关管T1导通时,忽略其饱和导通管压降,则L1两端电压为式中:ΔIL1max为T1导通期间储能电感L1中流过电流增加量的最大值.由式(1),(2)可解得T1关断时,式中:ΔI′L1max为T1关断期间L1中流过电流减小量的最大值.由ΔIL1max=ΔI′L1max,可得将式(5)代入式(3)得在Boost变换模式中,根据同样的道理.可得L2的计算公式.为方便起见,同样可以将L1,L2设计为相同标称值的电感.3.4平衡电路开关频率a平衡电路的开关频率不能低于逆变器主电路开关频率,否则抑制中点电位偏移的效果将不明显.但是若平衡电路开关频率过高,则不仅使器件损耗增大,而且还会对主电路产生不利影响,干扰主电路的正常工作.一般取平衡电路的开关频率为逆变器主电路开关频率的2～4倍.占空比的设计应当满足使得在T1动作的Buck模式中,储能电感L1中的能量完全转换到C1中;在T2动作的Boost模式中,L2中的能量完全转换到C1中,因此占空比一般可以设计为40%～60%.4等运算模块仿真笔者在Matlab/Simulink环境下建立了系统仿真模型,其中主要包括三电平逆变器和中点电位平衡电路的数字化仿真模型,分别如图5a和b所示.仿真模型中引入了时钟(Clock)、正弦波(SinWave)等信号源模块以及增益(K)、积分运算1/s和微分du/dt等运算模块.数字仿真模型更多地使用了数字逻辑模块,完成诸如或(OR)、非(NOT)和异或(NOR)等逻辑运算.>=模块是一个关系运算模块,Selector为一个选路器模块,eps模块是一个设定值误差.大量复杂的运算是通过函数计算模块(Fcn)来完成的.在图a中,由信号源组合产生的控制信号通过一系列函数运算最终输出三电平逆变器的三相电压UA,UB,UC.在图b中,输入为中性点电流和开关控制信号Sw1,Sw2,输出为UC1,UC2.仿真参数为:三电平逆变器直流侧输入电压为530V,输出频率为10Hz,采用双三角波(SPWM)调制.控制电路中分压电容值为3300μF,储能电感值