新型的三相共差模传导发射分离网络

新型的三相共差模传导发射分离网络摘要-本文提出了两种新颖的三相共模（CM）/差模（DM）噪声分离网络，它们是无源和有源网络，用于三相设备的电磁兼容传导发射（CE）的测量。从理论上分析无源网络，构建并测试标准模型。通过频率响应测量以及三相电机驱动器上执行的CE测试来呈现其评估，并验证网络可以在CE测量条件下分离共模和差模信息分量。索引词-传导发射（CE），电磁兼容性（EMC）测量，EMC测试设置，噪声分离器。I.介绍由于国际和地区产品法规中对电磁兼容性（EMC）的重新定义，三相传导发射（CE）的测量是开发连接到电网的高功率电子设备的主要问题。电机驱动器和大功率整流器等三相电力电子系统必须符合本规定。为达到EMC标准，电子设备必须包括滤波和其他电磁发射控制方法。这些发射控制技术的发展及方式正被越来越深入的研究，因此，如［1］-［5］中提出的分析和实验方式正在开发中，用以支持电气设计的工程师们。因此，噪声模式-共模（CM）及差模（DM）-的定性和定量评估是非常重要的，因为它们显着影响发射控制的方法（例如CM或DM过滤器）。因此，本文介绍了一种可以集成到三相CE标准测量系统中的设备，可以分别测量CM和DM的发射程度。该设备在下文中称为三相共/差模噪声分离网络。在［3］-［13］中已经提出了能够区分单相系统噪声模式的电路，其工作原理基于两个感测电压的加和减直接得到CM/DM分量的结果。还提出了其他通过快速傅里叶变换应用数学分析的方法［14］。那样的话，如果想重要的是采样率足够高并且正确计算相位信息，这通常会导致成本昂贵或测量精度不够。文献［15］提出了一种能够分别测量两种噪声模式的三相测量系统。它采用电流传感器的混合连接［15］。但是，该系统不符合CISPR16的规格，并且它需要测试设置的复杂组件。在［14］中，提出了另一种测量技术，它适用于高功率电平，但是它不使用线性阻抗稳定网络（LISN），并且需要对采集的数据进行数字化处理。数值模型在［16］中给出，它们也允许CM和DM分离水平的估计，但只有当系统的详细模型允许时。在［17］中给出了另一种方法，该方法基于所考虑的转换器的噪声传播特性使用数学方法处理后来计算CM/DM发射值。为了克服上述限制，本文提出了一种插入在三相LISN和EMC测试接收机之间的新型测量硬件。该硬件可以在典型的CISPR16指定设置规格中实时且直接测量DM和CM发射水平［18］-［20］。在第二节中，对三相系统中CE测量的简短讨论以及测量电压和噪声模式之间的数学关系进行了介绍。这为三相系统中的CM/DM分离提供了分析基础。第三节提出了三相CM/DM分离网络的基本电路拓扑结构-基于无源元件和有源元件的分离网络。为了简洁起见，只详细分析了无源拓扑结构。有源电路的细节可以在［21］中找到。第四节讨论了无源电路的硬件实现，第五节给出了说明硬件原型性能的实验结果。

三相CE测量和噪声分量的回顾为了获得噪声测量结果，这些测量结果与不同线路条件下的测量结果遵守CE标准且必须使用LISN。LISN必须能够实现以下三个功能：1） 定义电源阻抗以使测量标准化；2） 将来自测量设备的低频交流电源电压去耦；3） 在被测设备（EUT）和测量测试接收机之间提供高频（HF）耦合路径。EMC标准定义了LISN的阻抗曲线，例如，在CISPR16［20］中。图1所示为三相LISN电路的典型实现以及简化的HF等效电路（参见图1）。对于CE测量过程，要有50。输入阻抗的测试接收器连接到其中一个LISN通道，而其余两个LISN端口则连接一个50。电阻，提供对称测量条件。Aftwmf擀"wyHighfrequetrey敝俱中闸gpdi也•coftpfi^g即血*°TwJtinesUSNAftwmf擀"wyHighfrequetrey敝俱中闸gpdi也•coftpfi^g即血*°TwJtinesUSNdl&alp亡-S一bw用&茸,£yQU1Testreceiver rMUSNfemmitiioHs在闵托函*r叫］础d5011僧翩Wm也芯图1.典型的三相。£兼容测量设置原理图和HF等效电路。假设EUT与电源的理想去耦合以及在高频（大于150kHz）下与测试接收机的理想耦合，图1所示的电路可以简化为图1左侧所示的HF等效电路。其中，EUT的输入端口a，b，c直接连接到测试接收机的输入端口，并且来自EUT的所有HF噪声直接耦合到测试接收机，而电源端口A，B，C与EUT分开。测试接收机50。感应电阻（参见图1）处的测量电压叫（i=a，b，c）由DM和CM分量组成TOC\o"1-5"\h\zUi=UDM，i+UCM ⑴这两个组件是由三个DM电流引起的iDMi和CM电流icm在EUT和测试接收机之间循环。， ，流向测试接收器输入端口的电流七由下式给出ii=iDM,i+— （2）此外，根据定义，DM电流的总和等于零，并且流到测试接收器的电流之和等于CM电流TOC\o"1-5"\h\zia+ib+ic=icm- ⑶因此，CM电压uCM可以通过测量电压的总和来评估\o"CurrentDocument"u+Uh+u=R（i+i+i）=RL=3u （4）abc abc CMCM其中R是测试接收机的输入电阻（通常为50Q）。为了计算DM分量，必须消除CM部分。这可以通过减去两个测试接收器电压来实现ua-ub=uDM,a-uDM,b因为ui=uDM,i+—根据（4）和（5），现在可以测量CM和DM分量，如下面的部分所示。三相噪声分离网络为了实际实现上一节给出的数学公式，并适当分离两种模式的噪声，在图2中提出了两种电路拓扑结构［21］。由CM电压源uCM和三个DM电压源uDM，A，uDM，B和uDM，C来描述HF噪声分量。在图2（a）中，示出了具有Y/A连接的三个变压器的纯无源解决方案，其详细分析如下。图2（b）给出的有源电路通过将所有三个输入电压相加并将总和除以三（4）来建立CM电压。然后，通过使用运算放大器，可以通过从测量电压中减去CM电压来计算DM电压。为了获得良好的高频结果，需要具有很大带宽和高电源抑制比的放大器。此外，其液体环境要求电流绝缘的电源与地/相线电容的低电容耦合，这会增加成本。然而，有源网络的解决方案将提供明确的输入阻抗和对插入损耗的良好控制，从而实现简单的补偿。由于有源网络解决方案提到的缺点和无源网络解决方案的简单性，我们将重点放在了无源网络解决方案上。图2.三相图2.三相CM/DM噪声分离器提案［21］。 （a）无源网络解决方案。 （b）有源网络的解决方案。（a）CM和（b）DM对称元件设计（即uDMA+uDMB+uDMc=0^i+ib+ic=0）的简化等效电路无源解决方案如下。关于有源网络解决方案的更多细节可以在［21］中找到。下一步，从理论上分析理想的无源隔离器，然后研究无源器件寄生元件的影响A.无源噪声分离器的分析图2（a）所示的无源网络解决方案主要由三个变压器Tra，Trb和Trc组成，星形连接干路，三角形连接支路绕组和一对一匝数比。十路侧节点通过电阻R/3连接到地，而支路绕组则通过电阻R值连接。CM电压通过添加来自EUT（4）的三个电流来建立。由于变压器的Y/A连接，所有三个变压器/相的干路侧的CM电流在△连接的三角形中的支路侧上流动，而不是经由DM电阻器（参见图3（a）和图5）。因此，CM电流不会在支路侧产生压降（△-连接在零序系统中就像短路一样），必须只通过支路侧电阻流动的1^电流才会导致一个电压降［比较图3（b）］。这种行为也可以通过对电路的数学分析来确定，这将在下面进行解释并进一步证明噪声分离。首先，网格方程TOC\o"1-5"\h\zUCM+Udm,i-UDM,out,i=UCM,out ⑹成立［比照图2（a）］。DM输出电压uDM，ou，被传输到干路。由于△连接在支路侧，输出端DM电压总和必须为零。0， ，此外，由于其定义，DM电压源uDMi的总和必须为零这导致UCM=UCM,out ⑼该结果由（6）（i=a，b，°），插入（7）和（8），并将其除以三得到。(10)利用式（9），式（6）中的CM电压UMout可以由Ue代替。这导致(10)UDM,i=UCM,oUt,i因此，如果寄生参量被忽略，所提出的网络便可以将CM和DM电压完全分开，并

在其输出端口中提供各个电压的值。图4.用于计算对地输入阻抗（PE）的电路。B.在其输出端口中提供各个电压的值。图4.用于计算对地输入阻抗（PE）的电路。B.输入阻抗计算图5.用于三相CM/DM噪声分离器的寄生元素分析的电路测量设置的另一个相关问题是网络输入阻抗的值，因为采用LISN的CE测量通常指定50。的阻值。由于网络是对称的，输入阻抗的分析仅针对输入。进行，如图4所示。图4给出的电路的网格和节点方程可导出其中电阻器R（i=a，b，c）必须与a相等。(12平衡电路：(12Ra=Rb=Rc=R（11）中公式导入（12）得出3C为了不修改测试设置，噪声分离器的输入电阻叫曰应该与测试接收器的输入电阻值相同（通常等于50），即Rnj=R=5°。。有了这个关系，（13）可以得出Rcm=- （14）因此，为了不受标准的CE测量设置影响，CM测量电阻Rcm必须是测试接收器输入电阻的三分之一。C.寄生元素对噪声分离器性能的影响在前面的章节中，已经说明理想的噪声分离器可以完美地分离CM和DM噪声，而不会影响测量设置。在下一步，影响（lct）和磁化（lm）的等效电路代替了变压器。电感，以及寄生电容（&...C6）［23］。为了简化，所述寄生参量的影响可以通过以下特征来描述：1） DM传输比（DMTR）;2） CM传输比（CMTR）;3） DM抑制比（DMRR）;4） CM抑制比（CMRR）;

5）输入阻抗（Zin）从一侧输入端的接地保护（PE）。这些在（15）-（19）中定义。DDDDDDDDDD5有了这些定义，我们就可以讨论寄生参量对于噪声分离器的传输/抑制比的影响。首先，只考虑CM激励，如图6所示。此外，还显示了对称系统的电流分布，即所有三个变压器是相同的，并且可以看出，支路侧上的△-连接对于CM激励会有短路的作用。dM/•为零，因此三个输入端口建立短路，三个支路并联连接，alent电路可以简化为图6下部所示的电路。CM电流通过三个电路流动变压器和下一级支路到CM输出uCM。讹与日/3短路。由漏感和寄生变压器电容组成的并联谐CMlOUt振电路构成了一个分压器输出电阻会在谐振频率附近引起CMTR的明显失真。一个不对于CMTR，DM电压噪声源uOr冲a匚血眠¥所血£心心receiwr.图7.用于确定寄生元素La,LM和对于CMTR，DM电压噪声源uOr冲a匚血眠¥所血£心心receiwr.图7.用于确定寄生元素La,LM和C1C6对DM传输和抑制函数（图2）的影响的纯DM激励（CM=0）上述DMTR/DMRR）。影响的纯CM激发电流（iDM=0）功能（CMTR/CMRR）。对称电路，即三个变压器具有不同的寄生元件，基本不影响CMTR，因为三个变压器并联连接于CMTR。△连接中只有一个漏感增加了。因为它位于电压源uCM和输出uCMi之间的电流路径中，并且它与变压器的寄生电容共振。 ’在纯对称电路中，CMRR为零，即CM激励不会因△连接而在输出端产生任何DM电压。如果△-连接导致的短路不理想，则会导致三个DM输出上有明显的电压值。如果假定△连接中有小电感L,则由于“短路”阻抗增加，DM电压随频率上升，直到电感L和电容c和c出现。△ △除了电感L之外，由于三个变压器中的公共电流不相等，这也是一个非对称电路引起的DM电压，△这是△-连接对于DM的短路是有效的。其中，特别是不对称漏感或不对称电容C...C（互绕电容）在纯CM输入电压时在较高频率下导致较大的DM输出电压。因此，3对于CMTR来说非常重要［参见图9（a）］和CMRR［参见图9（a）］。图9（b）三个变压器具有相同的寄生值，即电路是对称的，并且支路侧的△连接具有非常小的电感。在CM解决之后，考虑只有DM激励，如图7所示。其中，重要的是要注意，由于测量接收机，其中一个DM输出接地。这导致电路不对称并影响DMTR和DMRR。连接所有三个DM输出接地是不可能的，因为这会由于△-连接而使支路侧完全短路。如图8所示，只有用六个而不是三个变压器实现CM/DM噪声分离，才能避免这个问题，但会导致更多的寄生元件。在那里，可以通过在DM输出的噪声源和三个变压器之间插入三相CM扼流圈来改善CMRR。由于接地连接的不对称电路和由于寄生互绕电容C3...”DMRR基本上不能为零。由于CM扼流圈串联到输出电阻并直接影响DMTR，所以CM扼流圈|的漏感非常小。为了减少接地连接的影响，可以在DM输出端插入一个CM扼流圈。这是非常重要的在三个变压器的参数不对称的情况下，DMRR进一步恶化。原因是，在这种情况下，由于变压器的阻抗不等，对称输入电压uDM，i不仅激励DM电流，而且激励CM电流，因为电流不再为零。在那里，不对称漏感对DMRR影响最大［参见图9（d）］在较低的频率范围内，寄生输入/输出电容主要影响较高的频率范围。日顷.讨图8.双级噪声分离器，基本上比图6所示的设计更对称，但显着增加了寄生元件。不对称泄漏电感对DMTR也有很强的影响［参见图9（c）］，因为漏感和输出电阻RDM构成分压器。寄生电容的影响相对较小。这些主要决定影响较高频率范围（通常高于30MHz）的并联谐振电路L^（C，C，C，C）的谐振频率。% 3 4 5除了无源元件的寄生元件之外，由Ri模拟的电压源的内阻也会影响噪声分离。对称电路元件（例如，R，i=a，b，c）之间的潜在不平衡具有与变压器的漏电感不平衡相似的效应，因为对称DM电压将导致不对称电流，CM电流也被激发。最后，分离器的输入阻抗也受到电路对称性的显着影响。在一个DM输出接地的DM噪声测量的情况下，分离器的三个输入阻抗各自偏离其他在较高频率范围内，如图9（e）所示。此外，变压器寄生参数的不对称值也会增加输入阻抗与其理想值的偏差。

Frr^urrarv[MHz]LsomwFrr^urrarv[MHz]Lsomw图9.寄生元素对分离网络性能的影响。 Ci=C2=11.6pF, C3=C4= 13.4pF, C5= C「13.1pF,L=10mH, L.= 190nH, Lcm= 0,R=Ri=50。。显示：（a）CMTR作为△连接中漏电感和电感的函数；（b）A连接中不同电感值的DM输出的CMRR; （c）不同DM输出的DMTR;（d）三种不同的漏感值的DMRR，La=10,190,400nH;（e）输入的输入阻抗。rtKKk'图10.三相CM/DM噪声隔离器原型的电路原理图。图11.图11.三相CM/DM分离器原型照片。外形尺寸:7.0X7.0X8.2厘米（2.8X2.8X3.2英寸）。图12.设计变压器Tra,Tr^nTrc中计算的磁通密度，用于馈送三项5kW整流器时的模拟LISN输出电压。三项噪声分离器的实现为了验证所提出的理论结果，建立了一个三相CM/DM噪声分离器，其原理图如图10所示，图11中已建立相应图示。该分离器被指定用于使用典型（50pH+5Q）//50QV型网络LISN并应用400V/50Hz输入线对线电压的标准CISPR16CE测试设置。原型由三个变压器Tra，Trb，Trc和三个CM电感La，Lb和Lc.此外，采用R=50Q，可确保噪声分离器输入对地50Q的等效电阻，并允许直接从各个输出端口测量CM和DM噪声电压。为了测量DM噪声电压，在去除由英国海军连接器端子组成的50Q输出电阻R之后，相应的输出连接到测试接收器的输入端（输入阻抗为50Q）。CM噪声可以在CM输出端测量。在那里，两个50Q电阻必须并联连接到测试接收器输入端，以获得所需的CM终端电阻R/3。噪声分离器的设计为了构建噪声分离器，需要三个单相变压器和三代M电感器，这些电感器具有良好的高频特性。为了避免饱和，变压器的核心区域必须适应变压器输入电压的伏秒数。这个伏特秒主要由DMLISN输出电压的低频（50/60Hz）分量决定，这是由于低频和相对较高的幅度。CMLISN输出电压不会显着影响磁芯的磁通量，因为支路侧的△-连接在零序系统中像短路一样起作用，因此零序系统中绕组两端的电压降理想为零。在图12中，在没有输入滤波器的情况下工作在20kHz的5kW整流器系统的LISN例子DM输出电压如图所示此外，还给出了变压器铁芯中相应的磁通密度。已经假定来自VAC的由VITROPERM（Bsat^1.2T）制成的VaccumschmelzeGmbH（VAC）25X16X1O-T6000-6-L2025-W380核心和具有10:10匝的绕组的规格。在所考虑的情况下，磁通密度的峰值仍远低于饱和值，但这可能依赖于不同情况的应用程序。如果输入电压会导致芯体饱和，则可以在LISN和噪声分离器之间插入一个衰减器。这也可以用于测试内核是否接近饱和：如果带和不带衰减器的频谱大致相同，则内核接近饱和。除了基本的变压器功能外，寄生元件尤其重要。为了不损坏传输函数DMTR和CMTR，漏电感必须尽可能小。此外，干路和支路之间的寄生电容应该很小，以防止干路和支路之间的CM路径影响CMRR。此外，参数应该是稳定的且可重复的，从而可以实现关于三相具有对称分量的分离器。分离器原型中的CM扼流圈采用VAC12.5X1OX5-T600-6-L2012-W498内核制造，该内核也由VITROPERM-500-F组成，但比变压器铁芯小得多。绕组有两次十圈。该设置导致1mH的CM电感和30MHz的谐振频率。备注：为了应用该分离器，三线或四线LISN必须允许同时访问所有三相输出端口。如果这不能实现的话，可以使用三个单独的LISN。在由LISN和噪声分离器组成的测试电路中出现的所有不对称都会影响测量结果，应该尽量避免在较高频率范围内。图13.CM/DM噪声分离器的测量频率特性。(a)DMRR (b)DMTR(c)CMRR (d)CMTR实验评估原型的一些频率响应特性用阻抗和网络分析仪测量。这些测量采用50。输入和输出阻抗。测量结果最显着的结果如图1和图2所示。13和15，而测量中使用的测试设置显示在图14中。由于噪声分离器旨在区^M和DM，因此检查其他噪声成分的衰减有多好是很重要的，例如，当测^M信号时，需要知道DM信道的影响。这可以通过测量所有通道的DMRR和DM通道的CMRR来评估。CM端口的DMRR如图13（a）所示，对于所有情况，在150kHz时高于70dB，高于30MHz时高于25dB。三个DM通道的DMTR曲线非常相似，图13（b）中只显示一个，其中3dB截止频率高于20MHz，观察到通道之间良好的对称性。DM输出端口的CMRR如图13（c）所示，在较低频率范围内约为50dB，在10MHz时约为20dB。在图13（d）中，绘制了测量的CM输出电压和CM输入信号（CMTR）之间的插入损耗，并观察到高达20MHz以上的平坦频带。电路的非理想性也会导致不完美的输入阻抗（参见图15），其随着频率的增加而增加，导致在10MHz频率范围内的更高的测量结果。测得的频率特性表明分离网络在高达1MHz的频率范围内表现更好。（b）Vi（V）||50。-苕stn上SU厂】翌m£.t专SG图14.用于测量的设置值,xNetworkanalyzer（b）Vi（V）||50。-苕stn上SU厂】翌m£.t专SG图14.用于测量的设置值,xNetworkanalyzer，、一__,、（a）DMRR（b）DMTR（c）CMRR（d）CMTR蜜抒id—测量的阻抗，以及（b）在一个输入端口和连接在一起的另两个端口之间测量的阻抗。理想值由虚线表示。图15.测得的输入阻抗：（a）从输入端口（连接在一起）到PE然而，在30MHz处观察到30dB量级的抑制比，保证了噪声模式的清晰分离。如CISPR16中规定的CE测量是通过利用如图16所示的装置进行的，以给出使用三相CM/DM分离器的例子。EUT是一台再生式驱动器，用于输送10千伏安的电动机。测试条件如下：输入电压Uin=400V/50Hz;输出功率Pout=5kW。符合CISPR16的LISN的工作频率为2kHzM30MHz，详见［22］。对所有输出端口的访问是可用的，从而保证可以使用三相CM/DM噪声分离器。图17显示了在相同的工作条件下完成的三个测量的采集数据，其中一个没有噪声分离器，图17（a），第二个显示了在具有所提供的网络的一个DM信道中感测的测量的发射电平。在图17（b）中，最后一个描述了在CM输出端口中执行的测量。从测量结果可以看出，在较低的频率范围内，DM发射的水平与CM发射的水平存在很大的差异，其中DM的发射远高于CM发射。这表明在此频率范围内需要更高的DM衰减。它显示了所需的衰减并允许设计合适的滤波器。这个例子表明，分离器的主要目的是排除用于滤波器设计和电源转换器故障的信息。VI.结论本文提出了两个新的三相DM/CM分离网络，旨在用于评估噪声源。分离器的目标是帮助电子设备的电磁CE控制的设计和故障排除。一个网络是无源组件的布置，而另一个网络则使用有源电路。讨论了无源网络的工作原理和特性并进行了实验验证。CE测量在三相电动机驱动器中的成功执行，使得分离器能得到其噪声级和主模。这些信息可用于设计EMC滤波器的CM段和DM段。REFERENCESH.I.Hsieh,J.S.Li,andD.Chen,“EffectsofXcapacitorsonEMIfiltereffectiveness,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.55,no.2,pp.949-955,Feb.2008.M.JinandM.Weiming,“PowerconverterEMIanalysisincludingIGBTnonlinearswitchingtransientmodel,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.53,no.5,pp.1577-1583,Oct.2006.J.-S.Lai,X.Huang,E.Pepa,S.Chen,andT.W.Nehl,“InverterEMImodelingandsimulationmethodologies,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.53,no.3,pp.736-744,Jun.2006.J.Meng,W.Ma,Q.Pan,Z.Zhao,andL.Zhang,“Noisesourcelipedcircuitmodelingandidentificationforpowerconverters,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.53,no.6,pp.1853-1861,Dec.2006.M.M.Hernando,A.Fernandez,M.Arias,M.Rodriguez,Y.Alvarez,andF.Las-Heras,“EMIradiatednoisemeasurementsystemusingthesourcereconstructiontechnique,”IEEETrans.Ind.Electron.,vol.55,no.9,pp.3258-3265,Sep.2008.C.R.PaulandK.B.Hardin,“Diagnosisandreductionofconductednoiseemissions,”IEEETrans.Electromagn.Compat.,vol.30,no.4,pp.553-560,Nov.1988.M.J.Nave,“Anoveldifferentialmoderejectionnetworkforconductedemissionsdiagnostics,”inProc.IEEENat.Symp.Electromagn.Compat.,1989,pp.223-227.M.J.Nave,PowerLineFilterDesignforSwitched-ModePowerSupplies.NewYork:VanNostrandReinhold,1991.T.Guo,D.Y.Chen,andF.C.Lee,“Separationofthecommo-mode-anddifferential-mode-conductedEMInoise,”IEEETrans.PowerElectron.,vol.11,no.3,pp.480-488,May1996.K.Y.See,“NetworkforconductedEMIdiagnosis,”Electron.Lett.,vol.35,no.17,pp.1446-1447,Aug.1999.S.Wang,F.C.Lee,andW.G.Odendaal,“Characterization,evaluation,anddesignofnoiseseparatorforconductedEMInoisediagnosis,”IEEETrans.PowerElectron.,vol.20,no.4,pp.974-982,Jul.2005.K.Jia,J.Wang,C.Wu,andC.Bi,“AnewmethodforconductedEMInoisediagnosis,”inProc.8thInt.Conf.Electron.Meas.Instruments,2007,pp.4-59-4-63.M.MardiguianandJ.Raimbourg,“Analternate,complementarymethodforcharacterizingEMIfilters,”inProc.IEEEInt.Symp.Electromagn.Compat.,1999,pp.882-886.L.Ran,J.C.Clare,K.J.Bradley,andC.Christopoulos,MeasurementofconductedelectromagneticemissionsinPWMmotordrivesystemswithouttheneedforanLISN,”IEEETrans.Electromagn.Compat.,vol.41,no.1,pp.50-55,Feb.1999.A.DeBonitatibus,C.DeCapua,andC.Landi,“AnewmethodforconductedEMImeasurementsonthreephasesystems,”inProc.17thIEEEInstrum.Meas.Technol.Conf.,2000,vol.1,pp.461-464.L.Ran,S.Gokani,J.Clare,K.J.Bradley,andC.Christopoulos,“Conductedelectromagneticemissionsininductionmotordrivesystems.PartI.Timedomainanalysisandidentificationofdominantmodes,”IEEETrans.PowerElectron.,vol.13,no.4,pp.757-767,Jul.1998.W.Shen,F.Wang,D.Boroyevich,andY.Liu,“DefinitionandacquisitionofCMandDMEMInoiseforgeneral-purposeadjustablespeedmotordrives,”inProc.IEEEP