三相交错式LLC谐振转换器设计

三相交错式LLC谐振转换器设计LLC串联谐振转换器(SRC)自问世以来由于其特殊的性能表现，使其成为非常普遍的拓撲，特别是其效率和功率密度远远优于其它的 DC-DC转换器拓撲。然而，由于它不包含电感输出滤波器，而在输出级仅需一个电容滤波器， 因而不可避免地会在输出电容产生高纹波电流。因此，LLC-SRC可作为高电压和低电流的理想应用，女口 PDP持续电源。当然，它也适用于中电压和中电流应用，如 LCD电源，但必需在输出级使用许多并联的极低ESR电容器，以减少输出纹波电压，以及输出电容的电流应力。由于输出电容的高纹波电流可能导致输出电容煺化，并降低 DC-DC转换器的使用寿命，最近新开发的两相交错式LLCDC-DC转换器，可望显着地减少输出电容中的输出纹波电流。理论上，两相交错作业的输出纹波电流大约为传统转换器的 1/5。然而，这并不足以用于极高电流应用，如电动汽车的功率转换器、电池充电器或伺服器电源等等。本文在此提出一种新型叁相交错式 LLC谐振DC-DC转换器设计。该转换器包含叁个普通LLC谐振DC-DC转换器，每个转换器分别以 n/3相位差运作。因此输出电容的纹波电流得以显着减小， 并且延长转换器的使用寿命。 为了确保所提出转换器的有效性， 本文使用1kW(12V/84A)DC-DC转换器塬型进行试验，并展示测试结果，结果证明在低电压和高电流输出条件下该方案的有效性。本文提出的电路架构：叁相交错式 LLC-SRC的电路图以及等效单相运作的电路图，如图1所示，理论波形如图2所示。两种谐振电路的组成依照负载状态： 一种是无负载Lr和Cr组成。因此，需要针对两种不下由Lr、LmLr和Cr组成。因此，需要针对两种不图1:叁相交错式LLC-SRC。5D0J图1:叁相交错式LLC-SRC。5D0Jfr2~j (2VArJZ十陥的”8m*品质因数(Qs)由以下公式导出:Q二十斤気養sxomz畑0(3)在此处，n=N1/N2,Zr1为fs=fr1时的特性阻抗，Ro=Vo/lo。如果开关频率低于第一个谐振频率fr1时，次级整流器可以进行软换向，那么，反向恢復损耗则可以忽略。在低电压高电流应用条件下输出电容的纹波电流 △lc将会极高。我们假设Imax-Imin=△心那么，纹波电流的比例可按以下公式确定：AZ°cAZ=^<10C[%|,£ ⑷cJ eiecfansoom电孑欢烧直'a *(4)当开关频率fs=fr1,输出电流Io由以下公式导出：K~~]0(几砂—Anin!Slli(曲M^l^cfanscom电吕疚航£h(5)即使为了确保更长的使用寿命而必须抑制电容的电流应力， LLC-SRC电容纹波电流也必然会很高，因为它的输出滤波器仅包含了电容。然而，如果应用交错控制技术，就可以显着地减少LLC-SRC的输出纹波电流。当开关频率fs与第一个谐振频率fr1相同，非供电时期，图2中的t2~t4则可以被忽略。■■ 11z图2:单相运作的理论波形。在fs=fr1条件下，计算从单相到六相 LLC-SRC交错运行的纹波比。其结果显示以叁相交错运行的纹波电流大约为单相运行的 1/11。实验结果与结论：为了验证叁相交错式 LLC谐振转换器的有效性，我们所进行的实验是使用一个1kW的叁相交错式LLC谐振转换器，其中，输入电压为 400V，输出为12V/84A。我们为叁相交错作业建置的控制方案如图 3所示，谐振参数如表 1所示。图4则显示谐振电流的波形和电容在全负载条件下的纹波电流。不同相位之间的相位差为 60°,测量到纹波电流△Ic为20.4A和%AIc为24.3%。佃DttACMFUIBL>丁FF/FA3P越E佃DttACMFUIBL>丁FF/FA3P越EJL>丁AMWB>丁F/FDTQ：.DTDTDTDTTarr.rTbTcWDJ|XLraLmb Lrb22nF]+03<nH327|jH1.02mH eljMifanscmn^占恢建就r ■-表1.谐振参数。

FfeEdAVeKtCol Ugh訂Mq 『ng R叩3 匸uftc■拧 制b张玄MMh 处lib朋 匕呦图4.电容的谐振电流和纹波电流。即使因为非供电时期以及谐振电流中的不平衡，所获得的纹波电流比与计算结果不同，但还是验证了透过交错运作可以显着地减少输出电容的纹波电流。 因为对于每一转换器的负载状况，DC增益特性必然是不同的，在相位间产生了电流不平衡。因此，需要进一步研究运用相位管理功能的负载共享方法。本文提出了多相交错式LLC-SCR及其控制策略。因为透过交错运作