开关变压器的伏秒容量与测量

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开关变压器的伏秒容量与测量－－连载1开关变压器的伏秒容量与测量（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）伏秒容量表示：一个开关变压器能够承受多高的输入电压和多长时间的冲击。在开关变压器伏秒容量一定的条件下，输入电压越高，开关变压器能够承受冲击的时间就越短，反之，输入电压越低，开关变压器能够承受冲击的时间就越长；而在一定工作电压的条件下，开关变压器的伏秒容量越大，开关变压器铁芯中的磁通密度就越低，开关变压器的铁芯就不容易饱和。

通过对开关变压器伏秒容量的测量，可以知道开关变压器的铁芯是否正好工作于最佳磁通密度的位置上；以及占空比，或者工作频率，是否取得合理；同时还可以检查开关变压器铁芯气隙长度取得是否合适。正文：长期以来，人们在设计或使用开关变压器的时候，一般只关心开关变压器的输入、输出电压、电流的大小，以及电感量等参数，而很少关心开关变压器的伏秒容量。其实，开关变压器的伏秒容量也是一个非常重要的参数，不过，目前很多人并不十分清楚伏秒容量到底是个什么东西，或者怎样对伏秒容量进行测试，以及怎样使用伏秒容量这个参数。因此，这里将详细介绍什么是开关变压器的伏秒容量，然后再分析怎样对开关变压器的伏秒容量进行测量及应用。一、什么是开关变压器的伏秒容量图1是反激式开关电源的工作原理图，目前70%以上的开关电源都是采用反激式开关变压器输出电源。所谓反激式开关变压器输出电源，就是当开关变压器的初级线圈正好被直流脉冲电压激励时，开关变压器的次级线圈没有向负载提供能量输出，仅在开关变压器初级线圈的激励电压消失之后，开关变压器铁芯中存储的磁能量才通过次级线圈转化成反电动势向负载提供功率输出，这种开关电源称为反激式开关电源。在图1中，当输入电压E加于开关变压器初级线圈N1的两端时，由于开关变压器次级线圈产生的电动势与流过二极管的电流方向正好相反，相当于所有次级线圈均开路，此时开关变压器相当于一个电感L1。其等效电路如图2-a)所示，图2-b)是开关接通时，电感两端的电压和流过电感L1的电流。从图2可以看出，流过开关变压器的电流只有励磁电流，即：开关变压器铁心中的磁通量全部都是由励磁电流产生的。如果开关变压器初级线圈的电感量是恒定的，或开关变压器铁芯的导磁率永远保持不变；那么，当控制开关接通以后，流过开关变压器初级线圈的励磁电流就会随时间增加而线性增加，开关变压器铁心中的磁通量也随时间增加而线性增加。根据电磁感应定理：式中e1为开关变压器初级线圈产生的电动势，L1为开关变压器初级线圈的电感量，ф为开关变压器铁心中的磁通量，E为开关变压器初级线圈两端的输入电压。其中磁通量ф还可以表示为：ф＝K×S×B（2）上式中，k是一个与单位制相关的系数，S为开关变压器铁心的导磁面积，B为磁感应强度，也称磁通密度，即：单位面积的磁通量。把（2）式代入（1）式，并进行积分：（4）式就是计算反激式开关变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为开关变压器初级线圈N1绕组的最少匝数，S为开关变压器铁心的导磁面积，单位：平方厘米；Bm为开关变压器铁心的最大磁感应强度，单位：高斯；Br为开关变压器铁心的剩余磁感应强度，单位：高斯），Br一般简称剩磁；τ=Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度，单位：秒；E为工作电压，单位为伏。式中的指数（k=108）是统一单位用的，选用不同单位制，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。（5）式中，E×τ就是开关变压器的伏秒容量，即：伏秒容量等于输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积，这里我们把伏秒容量用VT来表示。伏秒容量VT表示：一个开关变压器能够承受多高的输入电压和多长时间的冲击。在开关变压器伏秒容量一定的条件下，输入电压越高，开关变压器能够承受冲击的时间就越短，反之，输入电压越低，开关变压器能够承受冲击的时间就越长；而在一定的工作电压条件下，开关变压器的伏秒容量越大，开关变压器的铁芯中的磁通密度就越低，开关变压器铁芯就不容易饱和。当开关变压器的铁芯面积固定以后，开关变压器的伏秒容量主要就是由磁通增量⊿B（⊿B=Bm－Br）的大小以及开关变压器初级线圈的匝数N1来决定。另外，我们知道，磁感应强度是由磁场强度来决定的，即磁通增量⊿B也是由磁场强度来决定的。如图3所示。图3中，虚线B为开关变压器铁芯的初始磁化曲线，所谓的初始磁化曲线就是开关变压器铁芯还没有带磁，第一次使用时的磁化曲线，一旦开关变压器铁芯带上磁后，初始磁化曲线就不再存在了。因此，在开关变压器中，开关变压器铁芯的磁化一般都不是按初始磁化曲线来进行工作的，而是随着磁场强度增加和减少，磁感应强度将沿着磁化曲线ab和ba，或磁化曲线cd和dc，来回变化。当磁场强度增加时，磁场强度对开关变压器铁芯进行充磁；当磁场强度减少时，磁场强度对开关变压器铁芯进行退磁。磁场强度由0增加到H1，对应的磁感应强度由Br1沿着磁化曲线ab增加到Bm1；而当磁场强度由H1下降到0时，对应的磁感应强度将由Bm1沿着磁化曲线ba下降到Br1。如果不考虑磁通的方向，磁通的变化量就是⊿B1，即磁通增量⊿B1=Bm1－Br1。如果磁场强度进一步增大，由0增加到H2，则磁化曲线将沿着曲线cd和dc进行，对应产生的磁通增量⊿B2=Bm2－Br2。

由图3中可以看出，对应不同的磁场强度，即不同的励磁电流，磁通变化量也是不一样的，并且磁通变化量与磁场强度不是线性关系。图4是磁感应强度与磁场强度相互变化的函数曲线图。图4中，曲线B是磁感应强度与磁场强度对应变化的曲线；曲线为导磁率与磁场强度对应变化的曲线。其中：B=μH（6）由图4中可以看出，导磁率最大的地方并不是磁感应强度或磁场强度最小或最大的地方，而是位于磁感应强度或磁场强度的某个中间值的地方。当导磁率达到最大值之后，导磁率将随着磁感应强度或磁场强度增大，而迅速下降；当导磁率下降到将要接近0的时候，我们就认为开关变压器铁芯已经开始饱和。如图中Bs和Hs。由于导磁率的变化范围太大，且容易饱和，因此，一般开关电源使用的开关变压器都要在开关变压器铁芯中间留气隙。图5-a)是中间留有气隙开关变压器铁芯的原理图，图5-b)是中间留有气隙的开关变压器铁芯的磁化曲线图，及计算开关变压器铁芯最佳气隙长度的原理图。图5-b)中，虚线是没留有气隙开关变压器铁芯的磁化曲线，实线是留有气隙开关变压器铁芯的磁化曲线；曲线b是留有气隙开关变压器铁芯的等效磁化曲线，其等效导磁率，即曲线的斜率为tgβ；μa是留有气隙开关变压器铁芯的平均导磁率；μc是没留有气隙时开关变压器铁芯的导磁率。由图5可以看出，开关变压器铁芯的气隙长度留得越大，其平均导磁率就越小，而开关变压器铁芯就不容易饱和；但开关变压器铁芯的平均导磁率越小，开关变压器初、次级线圈之间的漏感就越大。因此，开关变压器铁芯气隙长度的设计是一个比较复杂的计算过程，并且还要根据开关电源的输出功率以及电压变化范围（占空比变化范围）综合考虑。不过我们可以通过对开关变压器伏秒容量的测量，同时检查开关变压器铁芯气隙长度留得是否合适。关于开关变压器铁芯气隙长度的设计，准备留待以后有机会再进行详细分析。顺便说明，图4中表示导磁率的的曲线也不是一成不变的，它受温度的影响非常大。由于开关变压器磁芯也是一种半导体材料（金属氧化物），很多半导体器件就是用金属氧化物来制造的，如热敏电阻、场效应管等。半导体材料的特性就是受温度的影响很灵敏，当温度上升到一定范围以后，开关变压器磁芯的电阻率就会变小，并开始导电。因此，当温度升高到一定范围以后，在开关变压器磁芯内部就会产生很大的涡流损耗，并使铁芯有效导磁率急速下降。这个使开关变压器磁芯有效导磁率急速下降的温度点，我们把它称为居里温度点。在实际应用中，我们可以把开关变压器磁芯有效导磁率下降到最大值的70%时的温度，定义为居里温度点。如图6所示。图6是日本TDK公司高导磁率材料H5C4系列磁芯初始导磁率随温度变化的曲线图，其居里温度大约为105℃由图6可以看出，开关变压器磁芯的使用环境温度，对开关变压器的性能影响是非常大的。但我们在使用开关变压器的时候，就很少有人去考虑或检测开关变压器磁芯的居里温度。目前，一般开关变压器还都大量选用铁氧体磁芯，这种铁氧体磁芯的居里温度一般都在120℃左右，因此，我们对开关变压器进行设计时工作温度最好不要超过110开关电源功率变压器的设计方法摘要:从开关电源功率变压器的特性和要求引出设计步骤及计算公式。其设计方法参考原电子工业部“指导性技术文件SJ/Z2921”。1开关电源功率变压器的特性功率变压器是开关电源中非常重要的部件,它和普通电源变压器一样也是通过磁耦合来传输能量的。不过在这种功率变压器中实现磁耦合的磁路不是普通变压器中的硅钢片,而是在高频情况下工作的磁导率较高的铁氧体磁心或铍莫合金等磁性材料,其目的是为了获得较大的励磁电感、减小磁路中的功率损耗,使之能以最小的损耗和相位失真传输具有宽频带的脉冲能量。图1(a为加在脉冲变压器输入端的矩形脉冲波,图1(b为输出端得到的输出波形,可以看出脉冲变压器带来的波形失真主要有以下几个方面:(a输入波形(b输出波形(1上升沿和下降沿变得倾斜,即存在上升时间和下降时间;(2上升过程的末了时刻,有上冲,甚至出现振荡现象;(3下降过程的末了时刻,有下冲,也可能出现振荡波形;(4平顶部分是逐渐降落的。这些失真反映了实际脉冲变压器和理想变压器的差别,考虑到各种因素对波形的影响,可以得到如图2所示的脉冲变压器等效电路。图中:Rsi——信号源Ui的内阻Rp——一次绕组的电阻Rm——磁心损耗(对铁氧体磁心,可以忽略T——理想变压器Rso——二次绕组的电阻RL——负载电阻C1、C2——一次和二次绕组的等效分布电容Lin、Lis——一次和二次绕组的漏感Lm1——一次绕组电感,也叫励磁电感n——理想变压器的匝数比,n=N1/N2图2脉冲变压器的等效电路将图2所示电路的二次回路折合到一次,做近似处理,合并某些参数,可得图3所示电路,漏感Li包括Lin和Lis,总分布电容C包括C1和C2;总电阻RS包括Rsi、RP和Rso;Lm1是励磁电感,和前述的Lm1相同;RL′是RL等效到一次侧的阻值,RL′=RL/n2,折合后的输出电压U′o=Uo/n。经过这样处理后,等效电路中只有5个元件,但在脉冲作用的各段时间内,每个元件并不都是同时起主要作用,我们知道任何一个脉冲波形可以分解成基波与许多谐波的叠加。脉冲的上升沿和下降沿包含着各种高频分量,而脉冲的平顶部分包含着各种低频分量。因此在上升、下降和平顶过程中,各元件(L、C等表现出来的阻抗也不一样,因此我们把这一过程分成几个阶段来分析,分别找出各阶段起主要作用的元件,而忽略次要的因素。例如,当输入信号为矩形脉冲时,可以分3个阶段来分析,即上升阶段、平顶阶段和下降阶段。(1上升阶段对于通常的正脉冲而言,上升阶段即脉冲前沿,信号中包含丰富的高频成分,当高频分量通过脉冲变压器时,在图3所示的等效电路中,C的容抗1/ωCτLm1稰кωLm1很大,相比起来,可将Lm1的作用忽略,而在串联的支路中,Li的作用即较为显著。于是可以把图3所示的等效电路简化成图4所示的等效电路。图3图2的等效电路图4图3的简化电路在这个电路中,频率越高,ωLi禫τ1/ωC越小,因而高频信号大多降在Li上,输出的高频分量就减少了,可见输入信号Usm前沿中所包含的高频分量就不能完全传输到输出端,频率越高的成分到达输出端越小,结果在输出端得到的波形前沿就和输入波形不同,即产生了失真。要想减小这种波形失真,就要尽量减小分布电容C(应减小变压器一次绕组的匝数。但又要得到一定的绕组电感量,所以需要用高磁导率的磁心。在绕制上也可以采取一些措施来减小分布电容,例如用分段绕法;为了减小漏感L1,可采用一、二次绕组交叠绕法等。(2平顶阶段脉冲的平顶包含着各种低频分量。在低频情况下,并联在输出端的3个元件中,电容C的容抗1/ωC很大,因此电容C可以忽略。同时在串联支路中,Li的感抗ωLi很小,也可以略去。所以又可以把图3电路简化为图5所示的低频等效电路。信号源也可以等效成电动势为Usm的直流电源。这里可用下述公式表达U′o=(UsmRL′e-T/τ/(Rs∠RL‖τ=Lm1(Rs+RL′RsRL′可见U′o为一下降的指数波形,其下降速度决定于时间常数τ,τ越大,下降越慢,即波形失真越小。为此,应尽量加大Lm1,而减小Rs和RL′,但这是有限的。如果Lm1太大,必然使绕组的匝数很多,这将导致绕组分布电容加大,致使脉冲上升沿变坏。图5图3的低频等效电路图6脉冲下降阶段的等效电路(3下降阶段下降阶段的信号源相当于直流电源Usm串联的开关S由闭合到断开的阶段,它与上升阶段虽然是相对的过程,但有两个不同;一是电感Lm1中有励磁电流,并开始释放,因此Lm1不能略去;二是开关S断开后,Rs便不起作用,由此得出下降阶段的等效电路,见图6。一般来说,在脉冲变压器平顶阶段以后,Lm1中存储了比较大的磁能,因此在开关断开后,会出现剧烈的振荡,并产生很大的下冲。为了消除下冲往往采用阻尼措施。2功率变压器的参数及公式2.1变压器的基本参数在磁路中,磁通集中的程度,称为磁通密度或磁感应强度,用B表示,单位是特斯拉(T,通常仍用高斯(GS单位,1T=104GS。另一方面,产生磁通的磁力称为磁场强度,用符号H表示,单位是A/mH=0.4πNI/li式中:N——绕组匝数I——电流强度li——磁路长度磁性材料的磁滞回线表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化这一过程的磁特性变化。图7为一典型的磁化曲线。由坐标0点到a点这段曲线称起始磁化曲线。曲线中的一些关键点是十分重要的,BS:饱和磁通密度,Br:剩磁,HC:矫顽磁力。当Br越接近于BS值时,磁滞曲线的形状越接近于矩形,见图8(a,同时矫顽磁力HC越大时,磁滞曲线越宽,这表明这种磁性材料的磁化特性越硬,表明这种材料为硬磁性材料。当Br和BS相差越大,矫顽磁力HC越小时,即磁滞曲线越瘦,表明这种材料为软磁性材料,脉冲变压器的磁心材料应选用软磁性材料,见图8(b。图7不带气隙的磁滞回线图8硬/软磁性材料和磁滞回线(a硬磁材料(b软磁材料如果在磁心中开一个气隙,将建立起一个有气隙的磁路,它会改变磁路的有效长度。因为空气隙的磁导率为1,所以有效磁路长度le为le=li+μilg式中:li——磁性材料中的磁路长度lg——空气隙的磁路长度μi——磁性材料的磁导率对一个给定安匝数,有空气隙磁心的磁通密度要比没有空气隙的磁通密度小。2.2设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作,可用下式计算最大磁通密度(单位:TBm=(Up×104/KfNpSc式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(Vf——脉冲变压器工作频率(HzNp——变压器一次绕组匝数(匝Sc——磁心有效截面积(cm2K——系数,对正弦波为4.44,对矩形波为4.0一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。变压器输出功率可由下式计算(单位:WPo=1.16BmfjScSo×10-5式中:j——导线电流密度(A/mm2Sc——磁心的有效截面积(cm2So——磁心的窗口面积(cm23对功率变压器的要求(1漏感要小图9是双极性电路(半桥、全桥及推挽等典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。图9双极性功率变换器波形功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关,仅就变压器而言,减小漏感是十分重要的。(2避免瞬态饱和一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B-H曲线接近拐点处,因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快,持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大,在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压,脉冲变压器的饱和,即使是很短的几个周期,也会导致功率开关管的损坏,这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。(3要考虑温度影响开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时,除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外,还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小,一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响,按开关电源工作环境温度为40℃考虑,磁心温度可达60~80℃,一般选择Bm=0.2~0.4T,即2000~4000GS。(4合理进行结构设计从结构上看,有下列几个因素应当给予考虑:漏磁要小,减小绕组的漏感;便于绕制,引出线及变压器安装要方便,以利于生产和维护;便于散热。4磁心材料的选择软磁铁氧体,由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点,而被广泛应用于开关电源中。软磁铁氧体,常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列,锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3,MnCO3,ZnO,它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等,用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3,NiO,ZnO等,主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心,而且视其用途不同,材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心,其材料牌号多为R4K~R10K,即相对磁导率为4000~10000左右的铁氧体磁心,而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料,其Bs为0.5T(即5000GS左右。开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求:(1具有较高的饱和磁通密度Bs和较低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低,对于变压器和绕制结果有一定影响。从理论上讲,Bs高,变压器的绕组匝数可以减小,铜损也随之减小。（2）在高频下具有较低的功率损耗铁氧体的功率损耗，不仅影响电源输出效率，同时会导致磁心发热，波形畸变等不良后果。变压器的发热问题，在实际应用中极为普遍，它主要是由变压器的铜损和磁心损耗引起的。如果在设计变压器时，Bm选择过低，绕组匝数过多，就会导致绕组发热，并同时向磁心传输热量，使磁心发热。反之，若磁心发热为主体，也会导致绕组发热。选择铁氧体材料时，要求功率损耗随温度的变化呈负温度系数关系。这是因为，假如磁心损耗为发热主体，使变压器温度上升，而温度上升又导致磁心损耗进一步增大，从而形成恶性循环，最终将使功率管和变压器及其他一些元件烧毁。因此国内外在研制功率铁氧体时，必须解决磁性材料本身功率损耗负温度系数问题，这也是电源用磁性材料的一个显著特点，日本TDK公司的PC40及国产的R2KB等材料均能满足这一要求。（3）适中的磁导率相对磁导率究竟选取多少合适呢？这要根据实际线路的开关频率来决定，一般相对磁导率为2000的材料，其适用频率在300kHz以下，有时也可以高些，但最高不能高于500kHz。对于高于这一频段的材料，应选择磁导率偏低一点的磁性材料，一般为1300左右。（4）较高的居里温度居里温度是表示磁性材料失去磁特性的温度，一般材料的居里温度在200℃以上，但是变压器的实际工作温度不应高于80℃，这是因为在100℃以上时，其饱和磁通密度Bs已跌至常温时的70％。因此过高的工作温度会使磁心的饱和磁通密度跌落的更严重。再者，当高于100℃时，其功耗已经呈正温度系数，会导致恶性循环。对于R2KB2材料，其允许功耗对应的温度已经达到110℃，居里温度高达240℃，满足高温使用要求。5开关电源功率变压器的设计方法5.1双极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式,开关工作频率,变压器输入电压幅值,开关功率管最大导通时间,变压器输出电压电流,输出侧整流电路形式，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）确定磁心尺寸1）求变压器计算功率PtPt的大小取决于变压器输出功率及输出侧整流电路形式：全桥电路，桥式整流：Pt=(1＋1/nPo半桥电路，双半波整流：Pt=(1/n＋Po推挽电路，双半波整流：Pt=(/n＋Po式中：Po=UoIo，直流输出功率。Pt可在（2～2.8）Po范围内变化，Po及Pt均以瓦（P）为单位。n=N1/N2,变压匝数比。2）确定磁通密度BmBm与磁心的材料、结构形式及工作频率等因素有关，又要考虑温升及磁心不饱和等要求。对于铁氧体磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）计算磁心面积乘积SpSp等于磁心截面积Sc（cm2）及窗口截面积So（cm2）的乘积，即Sp=ScSo=[(Pt×104/4BmfKwKj]1.16(cm4式中：Kw——窗口占空系数，与导线粗细、绕制工艺及漏感和分布电容的要求等有关。一般低压电源变压器取Kw=0.2～0.4。Kj——电流密度系数，与铁心形式、温升要求等有关。对于常用的E型磁心，当温升要求为25℃时，Kj=366；要求50℃时，Kj=534。环型磁心，当温升要求为25℃时，Kj=250;要求50℃时，Kj=365。由Sp值选择适用于或接近于Sp的磁性材料、结构形式和磁心规格。（2）计算绕组匝数1）1）一次绕组匝数：N1=(Up1ton×10－2/2BmSc(匝式中：Up1——一次绕组输入电压幅值（V）ton——一次绕组输入电压脉冲宽度（µs）2）2）二次绕组匝数：N2=(Up2N1）/Up1（匝）Ni=(UpiN1/Up1(匝式中：Up2…Upi——二次绕组输出电压幅值（V）（3）选择绕组导线导线截面积Smi=Ii/j(mm2式中：Ii——各绕组电流有效值（A）j——电流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2（4）损耗计算1）绕组铜损Pmi=Ii2Rai(P式中：Rai——各绕组交流电阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——导线直流电阻，Kr——趋表系数,Kr=(D/22/(D－△·△,D——圆导线直径（mm），△——穿透深度（mm），圆铜导线△=66.1/f0.5（f：电流频率，Hz）变压器为多绕组时，总铜损为Pm=PIi2Rai(P2）磁心损耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作频率及工作磁通密度情况下单位质量的磁心损耗（P/kg）Gc——磁心质量（kg）3）变压器总损耗Pz=Pm＋Pc（P）（5）温升计算变压器由于损耗转变成热量，使变压器温度上升，其温升数值与变压器表面积ST有关ST=式中：Sp——磁心面积乘积（cm4）KS——表面积系数，E型磁心KS=41.3，环型磁心KS=50.95.2单极性开关电源变压器的计算设计前应确定下列基本条件：电路形式，工作频率，变换器输入最高和最低电压，输出电压电流，开关管最大导通时间，对漏感及分布电容的要求，工作环境条件等。（1）单端反激式计算1）变压器输入输出电压一次绕组输入电压幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——变换器输入直流电压（V）△U1——开关管及线路压降（V）二次绕组输出电压幅值UP2=U02＋△U2UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流输出电压（V）△U2…△Ui——整流管及线路压降（V）2）一次绕组电感临界值(H式中：n——变压器匝数比n=tonUp1/toffUp2ton——额定输入电压时开关管导通时间（µs）toff——开关管截止时间（µs）T——开关电源工作周期（µs），T=1/f，f：工作频率（Hz）Po——变压器输出直流功率（P）通常要求一次绕组实际电感Lp1≥Lmin3确定工作磁通密度单端反激式变压器工作在单向脉冲状态，一般取饱和磁通密度值（Bs）的一半，即脉冲磁通密度增量△Bm=BS/2(T4）计算磁心面积乘积Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4式中：Ip1——一次绕组峰值电流Ip1=2Po/Up1minDmax(A式中：Up1min——变压器输入最低电压幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次绕组导线直径（mm），由一次绕组电流有效值I1确定，单向脉冲时I1=Ip1（ton/T）0.55）空气隙长度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm6）绕组匝数计算一次绕组，有气隙时N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝无气隙时(匝式中：LC——磁心磁路长度（cm）µe——磁心有效磁导率，由工作的磁通密度和直流磁场强度及磁性材料决定，查阅磁心规格得出。二次绕组N2=[Up2(1－Dmax/Up1minDmax]N1Ni=[Upi(1－Dmax/UpiminDmax]N1（2）单端正激式计算单端正激式电路工作的特点是一、二次绕组同时工作，另加去磁绕组，因此计算方法与双极性电路类似。1）二次绕组峰值电流等于直流输出电流，即IP2=I022）二次绕组电压幅值开关电源功率变压器的设计方法Up2=(Uo2＋△U2/D(V式中：Uo2——输出直流电压（V）△U2——整流管及线路压降（V）D——额定工作状态时的占空比D=ton/T3）变压器输出功率P2=P(DUp2Ip2(P式中：Up2——变压器输出电压幅值（V）Ip2——二次绕组峰值电流（A）4）确定磁心体积Ve=(12.5βP2×103/f(cm3Αいβ——计算系数，工作频率f=30～50kHz时，β=0.3由Ve值选择接近尺寸的磁心。5）一次绕组匝数N1=(Up1ton×10－2/f(匝式中：Up1——变压器输入额定电压幅值（V）6）二次绕组匝数N2=(Up2/Up1N1Ni=UpiN1/Up17）去磁绕组匝数NH=N18）绕组电流有效值二次侧：I2=Ip2一次侧：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10％I1上述仅是常规计算方法，由于所选用材料及工艺的不同，有些数据应做相应的调整。在分析开关变压器的工作原理的时候，必然会涉及磁场强度H和磁感应强度B以及磁通量等概念，为此，这里我们首先简单介绍它们的定义和概念。在自然界中无处不存在电场和磁场，在带电物体的周围必然会存在电场，在电场的作用下，周围的物体都会感应带电；同样在带磁物体的周围必然会存在磁场，在磁场的作用下，周围的物体也都会被感应产生磁通。现代磁学研究表明：一切磁现象都起源于电流。磁性材料或磁感应也不例外，铁磁现象的起源是由于材料内部原子核外电子运动形成的微电流，亦称分子电流，这些微电流的集合效应使得材料对外呈现各种各样的宏观磁特性。因为每一个微电流都产生磁效应，所以把一个单位微电流称为一个磁偶极子。因此，磁场强度的大小与磁偶极子的分布有关。在宏观条件下，磁场强度可以定义为空间某处磁场的大小。我们知道，电场强度的概念是用单位电荷在电场中所产生的作用力来定义的，而在磁场中就很难找到一个类似于“单位电荷”或“单位磁场”的带磁物质来定义磁场强度，为此，电场强度的定义只好借用流过单位长度导体电流的概念来定义磁场强度，但这个概念本应该是用来定义电磁感应强度的，因为电磁场是可以互相产生感应的。幸好，电磁感应强度不但与流过单位长度导体的电流大小相关，而且还与介质的属性有关。所以，电磁感应强度可以在磁场强度的基础上再乘以一个代表介质属性的系数来表示。这个代表介质属性的系数人们把它称为导磁率。在电磁场理论中，磁场强度H的定义为：在真空中垂直于磁场方向的通电直导线，受到的磁场的作用力F跟电流I和导线长度的乘积I的比值，称为通电直导线所在处的磁场强度。或：在真空中垂直于磁场方向的1米长的导线，通过1安培的电流，受到磁场的作用力为1牛顿时，通过导线所在处的磁场强度就是1奥斯特(Oersted)。电磁感应强度一般也称为磁感应强度。由于在真空中磁感应强度与磁场强度在数值上完全相等，因此，磁感应强度在真空中的定义与磁场强度在真空中的定义是完全相同的。所不同的是磁场强度H与介质的属性无关，而磁感应强度B却与介质的属性有关。但很多书上都用上面定义磁场强度的方法来定义电磁感应强度，这是很不合理的；因为，电磁感应强度与介质的属性有关，那么，比如在固体介质中，人们就很难用通电直导线的方法来测量通电直导线在磁场中所受的力，既然不能测量，就不应该假设它所受的力与介质的属性有关。其实介质的导磁率也不是通过作用力来测量的，而是通过电磁感应的方法来测量的。

电磁感应强度一般简称为磁感应强度。磁场强度H和磁感应强度B由下面公式表示：

（2-1）式中磁场强度H的单位为奥斯特（Oe），力F的单位为牛顿（N），电流I的单位为安培（A），导线长度的单位为米（m）。（2-2）式中，磁感应强度B的单位为特斯拉（T），为导磁率，单位为亨/米（H/m），在真空中的导磁率记为，=1。由于特斯拉的单位太大，人们经常使用高斯（Gs）作为磁感应强度B的单位。1特斯拉等于10000高（1T=104Gs）。由于磁现象可以形象地用磁力线来表示，故磁感应强度B又可定义为磁力线通量的密度，即：单位面积内的磁力线通量。磁力线通量密度可简称为磁通密度，因此，电磁感应强度又可以表示为：

（2-3）式中，磁通密度B的单位为特斯拉（T），磁通量的单位为韦伯（Wb），面积的单位为平方米（m2）。如果磁通密度B用高斯（Gs）为单位，则磁通量的单位为麦克斯韦（Mx），面积的单位为平方厘米（cm2）。其中，1特斯拉等于10000高斯（1T=104Gs），1韦伯等于10000麦克斯韦（1Wb=104Mx）。电磁感应强度除了可以称为磁感应强度、磁通密度外，很多人还把它称为磁感密度。至此，已经说明，电磁感应强度B、磁感应强度B、磁通密度B、磁感应密度B等，在概念上是完全可以通用的。顺便说明，在其它书上有人把磁感应强度B的定义为：B=(H+M)，其中H和M分别是磁化强度和磁场强度，而是真空导磁率。为了简单，我们不准备引入太多的其它概念，如有特别需要，可通过（2-2）式的定义来与其它概念进行转换。这里还需要强调指出，用来代表介质属性的导磁率并不是一个常数，而是一个非线性函数，它不但与介质以及磁场强度有关，而且与温度还有关。因此，导磁率所定义的并不是一个简单的系数，而是人们正在利用它来掩盖住人类至今还没有完全揭示的，磁场强度与电磁感应强度之间的内在关系。不过为了简单，当我们对磁场强度与电磁感应强度进行分析的时候，还是可以把导磁率当成一个常数来看待，或者取它的平均值或有效值来进行计算。开关变压器一般都是工作于开关状态；当输入电压为直流脉冲电压时，称为单极性脉冲输入，如单激式变压器开关电源；当输入电压为交流脉冲电压时，称为双极性脉冲输入，如双激式变压器开关电源；因此，开关变压器也可以称为脉冲变压器，因为其输入电压是一序列脉冲；不过要真正较量起来的时候，开关变压器与脉冲变压器在工作原理上还是有区别的，因为开关变压器还分正、反激输出，这一点后面还将详细说明。设开关变压器铁芯的截面为S，当幅度为U、宽度为τ的矩形脉冲电压施加到开关变压器的初级线圈上时，在开关变压器的初级线圈中就有励磁电流流过；同时，在开关变压器的铁芯中就会产生磁场，变压器的铁芯就会被磁化，在磁场强度为H的磁场作用下又会产生磁通密度为B的磁力线通量，简称磁通，用“”表示；磁通密度B或磁通受磁场强度H的作用而发生变化的过程，称为磁化过程。所谓的励磁电流，就是让变压器铁芯充磁和消磁的电流。根据法拉第电磁感应定理，电感线圈中的磁场或磁通密度发生变化时，将在线圈中产生感应电动势；线圈中感应电动势为：

式中，N为开关变压器的初级线圈的匝数；为变压器铁芯的磁通量；B为变压器铁芯的磁感应强度或磁通密度平均值。这里引进磁通密度平均值的概念，是因为变压器铁芯中的磁通并不是均匀分布，磁通密度与铁芯或铁芯截面上的磁通实际分布有关。因此，在分析诸如变压器的某些宏观特性的时候，有时需要使用平均值的概念，以便处理问题简单。从（2-4）式可知，磁通密度的变化以等速变化进行，即：

假定磁通密度的初始值为B(0)=Bo（取t=0），当t>0时，磁通密度以线性规律增长，磁通密度以线性规律增长，即：

当t=τ时，即时间达到脉冲的后沿时，磁通密度达到最大值Bm=B(τ)。磁通密度增量（磁通密度初始值和最终值之差）∆B=B(τ)－B(0)=Bm－Bo。当输入电压是一序列单极性矩形脉冲时，根据电磁感应定律，在变压器铁芯中将产生一个磁通密度增量与之对应，即：

如果能忽略涡流影响，则磁场强度H的平均值取决于导磁体材料的性质。变压器初级线圈内的磁化电流的增长与H成正比。在特性曲线的直线段内磁场强度H、磁化电流和磁通密度B都以线性变化。脉冲电压作用结束后(t>τ)，变压器中的磁化电流将按变压器的输出电路特性，即电路参数确定的规律下降，变压器铁芯内的磁场强度和磁通密度也相减弱，此时变压器线圈内产生反极性电压，即反电动势。变压器的输出电路特性实际上就是第一章中已经详细介绍过的正、反激电压输出电路特性。上面分析虽然都是以单极性脉冲输入为例，但对双极性脉冲输入同样有效；在方法上，只须把双极性脉冲输入看成是两个单极性脉冲分别输入即可。开关电源变压器分单激式开关电源变压器和双激式开关电源变压器，两种开关电源变压器的工作原理和结构并不是完全一样的。单激式开关电源变压器的输入电压是单极性脉冲，并且还分正反激电压输出；而双激式开关电源变压器的输入电压是双极性脉冲，一般是双极性脉冲电压输出。另外，为了防止磁饱和，在单激式开关电源变压器的铁芯中一般都要留气隙；而双激式开关电源变压器的铁芯磁通密度变化范围相对来说比较大，一般不容易出现磁饱和现象，因此，一般都不用留气隙。单激式开关电源变压器还分正激式和反激式两种，对两种开关电源变压器的技术参数要求也不一样；对正激式开关电源变压器的初级电感量要求比较大，而对反激式开关电源变压器初级电感量的要求，其大小却与输出功率有关。双激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗比较大，而单激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗却比较小。这些参数基本上都与变压器铁芯的磁化曲线有关。历史趣闻：磁感应强度与磁场强度的概念一直以来都比较混乱，这是因为历史的原因。1900年，国际电学家大会赞同美国电气工程师协会(AIEE)的提案，决定CGSM制磁场强度的单位名称为高斯，这实际上是一场误会。AIEE原来的提案是把高斯作为磁通密度B的单位，由于翻译成法文时误译为磁场强度，造成了混淆。当时的CGSM制和高斯单位制中真空磁导率是无量纲的纯数1，所以，真空中的B和H没有什么区别，致使一度B和H都用同一个单位——高斯。1930年7月，国际电工委员会才在广泛讨论的基础上作出决定：真空磁导率有量纲，B和H性质不同，B和D对应，H和E对应，在CGSM单位制中以高斯作为B的单位，以奥斯特作为H的单位。直至1960年第十一届国际计量大会决定：将六个基本单位为基础的单位制，即米、千克、秒、安培、开尔文和坎德拉，命名为国际单位制，并以SI(法文LeSystemInternationalel"Unites的缩写)表示，磁感应强度与磁场强度的概念才基本得到统一。由于历史的原因，在电磁单位制中还经常使用两种单位制，一种是SI国际单位制，另一种CGSM（厘米、克、秒）绝对单位制；两个单位的主要区别是，在CGSM单位制中真空导磁率，在SI单位制中真空导磁率。因此，只需要在CGSM单位制前面乘以一个系数，即可把CGSM单位制转换成SI单位制，一般可写成

或

，看到这个符号即可知道是采用SI单位制；但这里的

或

一般称为相对导磁率，是一个不带单位的系数，而则要带单位。高頻FLYBACK變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在SwitchPowerSupply的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必須注意到的:溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如:classA的絕對溫度不能超過90°C;classB不能超過110°C等等,這都是我們設計必須遵循的準則.經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.設計步驟:

要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Dutycycle:Dmax,初級與次級圈數比:N,初級電感值:Lp,輸出電壓:Vo,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J,最大磁通密度:Bmax,最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:Dutyon(初級測導通的比例)Dutyoff(次級測導通的比例)初級交流電流值(ΔIpp)初級電流Peak值(Ip(peak))初級電流RMS值(Irms)初級線圈的線徑(Φp)次級電流Peak值(Ip(peak))次級電流RMS值(Irms)初級線圈的線徑(Φs)有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)在由Aw*Ac選擇適當的鐵心.設計參數裡有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作頻率),Dmax(ICmaxdutycycle),Vo,Wo.有些是依經驗所定的,例如:電流密度:J(classA自然散熱<500A/,classB<700A/);最大磁通密度Bmax(100°C飽和磁通密度的80%);最大繞線因數Kw(若將漆包線的絕緣厚度算入與減掉安規間距,EE與EIcore<0.4).有些是可變的,也是最不確定設計參數,例如:初級與次級圈數比N,初級電感值Lp;N的決定條件為:即使再最低壓時,亦能提供穩定的輸出電壓和能量.因N直接影響到Dutycycle的大小,N愈大,Dutyon愈大,Ip(rms)愈小,銅損愈小,Aw*Ac愈小所以IC的Dutymax就是選定N的限制,可以從下式訂定N值..至於感值Lp的選定直接影響core的大小和操作的模式(CCMorDCM),也是我們所要探討的目標.設計理論:在剛開始不知道系統操作於何種模式下時,分別對CCM與DCM不同操作模式下做理論推導.操作於CCM模式時由將初級與次級圈數比代入;……(I)由,將代入……(II)若不考慮效率問題,則將(II)代入……(III);……(Ⅳ)由磁通連續定則……(Ⅴ);……(VI)……(Ⅶ)……(Ⅷ)由:初級導線面積;:次級導線面積若不將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去,則……(Ⅸ)由(gauss)(cm)乘以IX……(X)若將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去(如此的做法比較不會因考慮集膚效應採用多股線而產生誤差)在不考慮溫度效應下,集膚深度(cm)選擇半徑小於集膚深度的線徑.則:初級導線總面積;:次級導線總面積:安規間距(margintape)所佔的面積操作於DCM模式下……(i)由,將代入……(ii)由法拉第定律……(iii)……(iv)……(v)……(vi)之後則同CCM……(vii)將以上公式用Excel的方程式或利用程式語言將公式寫下來,將設計參數代入後,用DCM算出其Dutyon與Dutyoff,若,則操作於DCM,則操作於Boundary,則操作於CCM以此作為分隔CCM與DCM.若只改變Lp的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp與AcAw的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.變壓器core的選擇:再選擇core之前,有幾點是必須注意與了解的:coreloss的溫度特性:依據機器所規定的周溫,當core的溫度上升時,我們希望其coreloss是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.當銅損=鐵損時,效率最高.變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必須清楚DCM與CCM的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.選擇的core愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core.例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core和coreloss較小的core(如:MPPcore);若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如:PC30,PC40,MZ4,EE,EIcore)若core的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2倍Boundary感值計算出來Ac*Aw的core.變壓器最佳化:當你選定core之後,可得知其Ac*Aw的值.在小於Ac*Aw的原則下變動預設參數感值Lp與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp與Loss之間的關係圖如下.

當PCu(銅損)=PFe(鐵損)時,TotalLoss接近最低值.此感值正是最佳的選擇.CoreLoss(鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料,有的是對照圖,有的是以下的公式:B:磁通密度變化量,;M和N依材質不同而異.CoreLoss=PFe*VeVe:Core的體積CoupleLoss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關,各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準值流電阻外,還存在著由於交流電流集膚效應所產生的繞線電阻增量.為了減少集膚效應所帶來的損失,可以使用多股線,但多股線的線徑並非愈小愈好,太多的導線,層數太多,鄰近效應所造成的損失會增大,甚至大過用多股線所降低的損失.由下列公式可得知.:因鄰近磁場切割所造成的增量

其P,X,FR關係如下圖,其中P:NumberoflayerN:Numberofturnsd:Wirediameterδ:SkindepthW:Layerwidth當算出TotalLoss=coreloss+coupleloss可以先藉由以下公式,算出慨略的溫升,以判定是否符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core太小,散熱面積不夠;若溫升很低,表示可以再將core縮小以達到最經濟之原則.(實際的溫升會比此公式算出的溫升高)As:散熱表面積一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法,而且繞線密度要平均.若要防止EMI則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容值,讓Commonmodenoise與Differentialmodenoise不易經由變壓器的雜散電容傳導出去),此方法會降低繞線因素Kw,因此在一開始就得決定加不加法拉第銅環.實例設計:參數的訂定:

有一輸出Po=20W,Vo=12V的直流轉換器,輸入電壓範圍為18~60Vdc,fs=100KHz,需符合安規classB,J=6.5A/,一二測無須安規間距,不加法拉第銅環,Kw=0.3,Bmax=2500G,Dmax=0.48

由Vin=18V,Dmax=0.48N選定為1.3

Boundary感值為19.4uHLp選定為40uH理論計算:由設計理論可以算出下列的值:Dutyon(初級測導通的比例)=0.464Dutyoff(次級測導通的比例)=0.536初級交流電流值(ΔIpp)=2.321A初級電流Peak值(Ip(peak))=3.554A初級電流RMS值(Irms)=1.693A初級線圈的線徑(Φp)=0.576mm次級電流Peak值(Ip(peak))=4.620A次級電流RMS值(Irms)=2.365A初級線圈的線徑(Φs)=0.680mm集膚深度mm所以選擇線徑<0.44mm的線徑0.2mm多股並繞,N1用8條,N2用12條0.22mm線徑並繞.JIS2種線材0.2mm線徑最大完成外徑為0.22mm有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)=1147.3core的選擇選擇coreEE19,材質PC40,其Ac*Aw=1258.56,coreloss在接近100°C時最低.Bsat(25°C)=5100GBsat(60°C)=4500GBsat(100°C)=3900GBsat(120°C)=3500GAc=22.8Aw=55.2Ve=889.5平均每匝長度MLT=43.1mm變壓器的最佳化:JIS2種線材0.2mm線徑最大導體電阻=577.2ohm/Km工作溫度90°C時,最大導體電阻=736ohm/Km代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合Ac*Aw<1258.56的條件下,改變Lp與J可求得下列關係圖:當Lp感值=40uH,N1=22.83,7.86條並繞,N2=17.56,13.56條並繞時.coreloss=0.288coupleloss=0.358,TotalLoss最低=0.646W,代入下式,算出其慨略溫升.,取感值Lp=40uH,N1=22,0.2mm8條並繞,N2=17,0.2mm14條並繞.結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必須注意到,Bmax的設定,因為當輸入電壓降低,Ip,為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax值太高,在最低壓時需注意到是否會飽和的問題.以上面的實例設計為例,最低壓時,Ip=3.44A,Bmax=2741Gauss,還不會有飽和的問題.當改變預定參數Bmax時,最佳的感值Lp會隨著改變,Bmax愈大,最佳的感值Lp亦愈大,且TotalLoss愈低,這時只要注意低壓飽和問題即可.參考文件:轉換市電源供給器設計技術……簡章華高頻交換式電源供應器原理與設計……梁適安最新交換式電源技術……溫坤裡,張鴻林Introductiontopowerelectronics……DanielW.HART電力電子學……王順忠電力電子論與實作……楊宗銘工程硕士学位论文designthatthevoltagestressofswitchisminimum,achievetheoptimizationpurpose.Keywords:High-frequencytransformer;Parasiticparameters;Equivalentcircuit;iSIGHTsoftwareIV工程硕士学位论文从硬开关技术中得到启示:若能在开关管的导通和截止瞬间,使电压或电流为零,即可使开关损耗为零。理想的关断过程是电流先降为零,电压在缓慢地上升到瞬态值,关断损耗近似为零。因为开关器件关断之前,电流已下降到零,这便解决了感性关断时的尖峰电压问题。这种动作称为零电流开关(ZeroCurrentSwitching,简称ZCS。理想的导通过程电压已降到零,电流在缓慢上升到瞬态值,导通损耗近似为零。开关器件结电容上的电压为零,解决了容性导通尖峰电流的问题。这种动作称为零电压开关(ZeroVeltageSwitching,简称ZVS。这种开关技术,相对于硬开关技术,称作软开关技术。软开关技术的使用,从理论分析上来讲可使开关的损耗接近于零,进而使开关频率有所提高,变换器有更高的工作效率,更大的功率密度,体积、重量反而大大减少,具有了更高的可靠性;并且可以有效地减少电能变换器引起的电磁污染(EMI和环境污染(噪声等。(1单端反激式变压器单端反激式变压器的原理图如图1.2所示VsR图1.2单端反激式变换器的工作原理当半导体开关管导通时,在变压器的初级绕组中会产生电流,此时初级电感充磁。由于变压器的初级线圈与次级线圈同名端反向,此时二极管D承受的是反向电压,所以负载中无电流流过。当开关管断开时,线圈的中的磁场会急剧变小,次级线圈中会产生的电压极性发生变化,此时二极管D导通,从而产生电流流经负载,并且向电容充电。由于变压器是通过磁场进行能量的传递,所以电网中的干扰不会影响到负载,故其抗干扰能力比较强。单端反激式变换器构成的开关电源成本较低,输出功率一般为20W~IOOW。它有较好的电压调整率,但输出的纹波电压较大,负载调整率较差,适合于负载相对固定的场合。(2单端正激式变换器单端正激式变换器电路结构如下图1.3所示。工程硕士学位论文应用意义以及它的不足之处,并且探讨了变压器设计中需要改进的问题,希望能够做出更加优秀的设计方法。9开关电源变压器的优化设计及应用这会导致出现热击穿的