一种可持续补偿三相动态电压恢复器的研究(完整版)实用资料

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一种可持续补偿三相动态电压恢复器的研究王凯斐,李彦栋,卓放,王兆安一种可持续补偿三相动态电压恢复器的研究（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）(西安交通大学,陕西西安710049摘要:针对传统DVR不能补偿持续电压跌落的问题,提出了一种新的动态电压恢复器(DynamicVoltageRestorer简称DVR结构,采用易于控制的整流电路,将能量从电源提供给DVR,从而实现电压跌落的持续补偿。基于该DVR结构,分析了整个电路的控制方法。实验和仿真结果表明,该DVR可有效地解决电网电压的许多质量问题,保证敏感负载的电压稳定,满足电力负荷对电网电压质量的要求。关键词:动态;补偿/动态电压恢复器;持续电压跌落;电能质量中图分类号:TM46文献标识码:A文章编号:1000-100X(200401-0001-03AnUnremittingDynamicVoltageRestorerWANGKaifei,LIYandong,ZHUOFang,WANGZhaoan(XianJiaotongUniversity,Xian710049,ChinaAbstract:Anewtopologyofdynamicvoltagerestorer(DVRisproposedtosolvethecontinuousvoltagesags,whichcannotberealizedwiththetraditionalDVR.Theworkingmodeandcontrolstrategyareintroducedandanalyzed.ThesimulationandexperimentationshownthatthepresentedDVRcanconstrainmanykindsofvoltageissueofpowersystem,confirmthevoltagestabilityofthesensitiveloadandsatisfytherequirementsofpowerloadsfornetvoltagequality.Keywords:dynamic;compensation/DynamicVoltageRestorer(DVR;continuousvoltagesags;powerquality1引言随着现代科学技术的发展,促使电力用户对电能质量提出更高的要求。然而,大量非线性、冲击性负荷的使用,在电网上产生了电压跌落、不对称、闪变、波动、谐波以及瞬时供电中断等电能质量问题,致使产品质量下降甚至导致生产过程中断,从而造成巨大的经济损失。因此,对电能质量的改善和控制成为现代电力系统的重要课题[1]。所谓用户电力技术,是指应用现代电力电子技术为用户实现电能质量控制和特定电能供应的技术,所论及的DVR就是其中一种。这种装置通过自身产生的电压来补偿系统电压的跌落,可用于克服系统电压波动对用户的影响。国外自上世纪90年代就开始对DVR装置进行了研究,并已投入应用,而国内尚处于研究阶段。文中将分析DVR的结构和工作原理,并提出一种新型的拓扑结构,用以解决DVR不能长时间补偿电压跌落的问题,同时分析了其控制原理,最后给出了仿真和实验结果。2DVR的结构及工作原理通过在电网和负载之间串联DVR,即可实现定稿日期:2003-07-04作者简介:王凯斐(1979-,男,河南人,硕士研究生,研究方向为电能质量控制技术和用户电力技术。电压的补偿。其电路结构如图1所示。图1典型DVR结构框图DVR包括储能装置、变流器、滤波电路和变压器4个部分。它通过检测电源电压生成指令信号,对变流器进行控制,产生需要的补偿电压;再经过滤波电路和变压器,叠加到负载电路中,从而确保负载电压的质量。由DVR的工作原理可得图2所示向量图。图2DVR工作原理向量图由图2可以看出,DVR在补偿电压跌落时,不仅输出无功,而且还要输出有功。传统DVR上的直流侧电压一般通过储能装置(如蓄电池提供,它只能在短时间内对电压跌落进行补偿。如果电源电压跌落的时间比较长,就不能实现完全的补偿。所研究的DVR装置的直流侧能量是通过整流电路提供的,它可以持续对电源侧电压进行补偿,并对直流第38卷第1期2004年2月电力电子技术PowerElectronicsVol.38,No.1February,2004侧电压进行控制,从而解决了以往DVR不能补偿持续电压跌落的问题。同时,它还可以补偿电压的不对称、闪变、波动、谐波等动态电压质量问题。3控制方法所研究的DVR的结构如图3所示。主电路包括两个部分:整流电路和电压型逆变电路。图3可持续补偿的DVR结构图电力系统发生故障时,造成电压的跌落一般在额定电压的50%以内,最常见的电压跌落一般为20%~30%。因此,由电压跌落值可推导出逆变器直流侧的电压。对于三相而言,一般要求PWM逆变器交流侧相电压uA大于要产生的补偿电压ucu的峰值[3],即:|uA|ucumax(1变压器的次级电压ucu等于初级电压usag的n倍,即:ucumax=nusagmax(2于是有:|uA|nusagmax(3而逆变器交流侧电压uA的绝对值有两种,分别为:|uA|min=Ud/3(4和:|uA|max=2Ud/3(5从DVR主要关注的动态性能考虑,一般选择式(4进行计算,即:Ud=3nusagmax(6利用上式计算直流侧电压,同时选择相应的整流电路。如果按照跌落20%~30%的额定电压且n小于1,通过调节n可使直流侧电压不必要选用过高的值,则可选择图3所示的相控整流电路来控制直流侧电压。在一些功率不很大的负载系统中,采用该电路可容易地对直流侧电压进行控制,同时也降低了DVR的造价。整流部分将能量从电网转换到逆变器的直流侧,保证直流侧电压恒定,从而使DVR能够持续补偿电网的电压跌落。整流电路采用PID调节器来控制直流侧电压,控制框图如图4所示。直流侧电压参考和直流侧电压的反馈量比较后,再通过数字PID的调节对晶闸管整流桥进行控制,从而达到稳定直流侧电压,为逆变部分提供能量的目的。图4整流电路控制框图以往研究的三相DVR大多采用3个单相桥,对三相进行补偿。而文中研究的逆变电路采用图3所示的三相桥式电路对三相进行补偿,同时将变压器次级接为星形,并将中点与直流侧中点连接,这样不仅可以补偿系统三相同时跌落,也可以补偿系统的单相跌落。与以往应用于三相的DVR相比,IGBT的用量减少了50%,使电路变得简单,易于控制,并降低了DVR的成本。逆变电路工作时,将能量从直流侧注入电网,补偿电网的电压跌落。为了满足DVR的动态性能,一般采用前馈控制,通过检测电网电压来产生补偿电压的控制信号。敏感负载一般只要求电压幅值恒定,对相位无要求。因此,由图2可知,如果将负载电压向量移动到和跌落后的电源电压同相位,即可计算出需要补偿的电压,亦即DVR要输出的电压。旋转后的电压向量图如图5所示。图5锁相后的电压向量图综上分析,可以得到图6所示逆变器控制框图。检测到电源电压同与其同步的参考电压比较,产生需要补偿的电压信号。再与逆变器输出的反馈比较产生控制指令信号,对逆变电路进行控制。这样DVR输出的电压既能够补偿电源电压的跌落,又能抑制电源电压中的谐波分量。图6逆变电路控制框图采用这种控制方法,须使参考的标准负载电压和电源电压同步,因此锁相是个关键。通常有两种锁相方法,过零锁相和软锁相。过零锁相在电源相第38卷第1期2004年2月电力电子技术PowerElectronicsVol.38,No.1February,2004位突变时,不能很快地锁相,但是一般在半个工频周期内,能够很好地使参考电压与电源电压同步,稳定性好。软锁相可以在电源电压相位变化时,跟踪其相位变化,进行锁相,但是需要大量的计算[4],并且其稳定性不好。一般来说,过零锁相可将DVR的动态补偿时间控制在10ms以内,可满足大部分用户的要求,并且该方法易于应用,因此文中采用过零锁相。该控制方法比较简单,能够快速检测并计算出需要补偿的电压信号,并对逆变电路的IGBT进行控制,从而满足了DVR快速动态响应的要求。4仿真和试验为了验证上述控制策略和可持续补偿电压的DVR的性能,进行了仿真和实验验证。利用Matlab对该系统进行建模和系统仿真。仿真结果表明,采用所提出的DVR结构可迅速补偿电压跌落,并能持续补偿跌落。同时,基于该结构的DVR可以补偿系统三相及单相跌落。另外,基于所提出的DVR电路结构和控制策略,研制了一台6kV的三相DVR实验装置。实验采用DVR始终在线的方式,并采用TI公司的DSP对整个电路进行控制。图7为实验波形。图7实验波形图图7a为电源电压稳态时负载电压的情况,可看到负载电压中的谐波分量已被消除;图7b为电源电压跌落时的负载电压,此时负载电压基本维持不变,并且抑制了电源电压中的谐波分量;图7c为电源电压突降时,DVR输出的电压;图8d为电网电压跌落时负载的电压。由图可看出,DVR可在5ms内补偿电压的降落,满足了实时性的要求。5结论提出一种能持续工作的三相DVR结构,采用相控整流电路对逆变器的直流侧电压进行控制,并采用前馈控制方法,保证DVR的动态性能。控制中采用过零锁相的方法,该方法易于实现,并实现了实时补偿。与传统的DVR相比,该结构可持续补偿电压跌落,谐波等电压质量问题;三相逆变桥的应用,减少了IGBT的用量,降低了设备造价,并从控制算法上简化了繁琐的计算,达到了DVR快速补偿的目的,预计会有较好的应用前景。参考文献[1]LiBH.TransformerlessDynamicVoltageRestorer.Generation,TransmissionandDistribution[J].IEEProceeding,2002,149(2:263~273.[2]王兆安,黄俊.电力电子技术[M].北京:机械工业出版社,2000.[3]ZhanCJ.DynamicVoltageRestorerBasedonVoltageSpaceVectorPWMControl[J].IEEETrans.onInd.Appl.,2001:1855~1863.一种可持续补偿三相动态电压恢复器的研究第24卷第1期中国电机工程学报Vol.24No.1Jan.20042004年1月ProceedingsoftheCSEE©2004Chin.Soc.forElec.Eng.文章编号:0258-8013(200401-0147-06中图分类号:TM714文献标识码:A学科分类号:470・4031一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器许峰,徐殿国,柳玉秀(哈尔滨工业大学电气工程系,黑龙江哈尔滨150001ANOVELZERO-VOLTAGEANDZERO-CURRENT-SWITCHING(ZVZCSFULL-BRIDGEPWMCONVERTERXUFeng,XUDian-Guo,LIUYu-Xiu(DepartmentofElectricalEngineering,HarbinInstituteofTechnology,Harbin150001,ChinaABSTRACT.Anovelzerovoltageandzerocurrentswitching(ZVZCSfullbridge(FBpulsewidthmodulation(PWMconverterisproposedandanalyzed.Anauxiliarycircuitwhichconsistsofacoupledoutputinductorandadiode,isadaptedtoprovidezero-currentswitching(ZCSconditionstotheprimarylagging-legswitches.Manyadvantagesincludingsimplecircuittopology,highefficiency,andlowcostmakethenewconverterattractiveforhighpowerappficati-ons.Theoperation,analysis,featuresanddesignconsiderationsareillustratedandverifiedona3kW,100kHzinsulatedgatebipolartransistor(IGBTbasedexperimentalcircuit.KEYWORDS:DC-DCconverter;full-bridge;zero-current-switching;zero-voltage-switching摘要:提出一种新型的FB-ZVZCS-PWM变换器拓扑,采用耦合电感构成辅助电路,结构简单、没有耗能元件或有源开关,不增加原边电流应力。新拓扑具有良好的通用性,对采用不同箝位方式如阻容吸收、次级无源箝位或有源箝位的全桥变换器均适用。变换器主开关管全部采用IGBT,开关频率大幅提高,功率密度、轻载效率及软开关负载范围显著改善,而变换器成本降低。给出了变换器拓扑结构、关键参数设计及实测波形,新拓扑已应用在3kW,350VDC变换器中。关键词:DC/DC变换器;全桥变换器;零电流开关;零电压开关148中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器149150中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器151152中国电机工程学报第24卷收稿日期：2003-07-23。作者简介：许峰（1969-），男，副教授，在职博士研究生，研究方向为大功率软开关DC/DC变换技术；徐殿国（1960-），男，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动等。（责任编辑王彦骏）系审查签字后生效。任务书必须在毕业设计开始前两个月内填写并发给学生。第24卷第1期中国电机工程学报Vol.24No.1Jan.20042004年1月ProceedingsoftheCSEE©2004Chin.Soc.forElec.Eng.文章编号:0258-8013(200401-0147-06中图分类号:TM714文献标识码:A学科分类号:470・4031一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器许峰,徐殿国,柳玉秀(哈尔滨工业大学电气工程系,黑龙江哈尔滨150001ANOVELZERO-VOLTAGEANDZERO-CURRENT-SWITCHING(ZVZCSFULL-BRIDGEPWMCONVERTERXUFeng,XUDian-Guo,LIUYu-Xiu(DepartmentofElectricalEngineering,HarbinInstituteofTechnology,Harbin150001,ChinaABSTRACT.Anovelzerovoltageandzerocurrentswitching(ZVZCSfullbridge(FBpulsewidthmodulation(PWMconverterisproposedandanalyzed.Anauxiliarycircuitwhichconsistsofacoupledoutputinductorandadiode,isadaptedtoprovidezero-currentswitching(ZCSconditionstotheprimarylagging-legswitches.Manyadvantagesincludingsimplecircuittopology,highefficiency,andlowcostmakethenewconverterattractiveforhighpowerappficati-ons.Theoperation,analysis,featuresanddesignconsiderationsareillustratedandverifiedona3kW,100kHzinsulatedgatebipolartransistor(IGBTbasedexperimentalcircuit.KEYWORDS:DC-DCconverter;full-bridge;zero-current-switching;zero-voltage-switching摘要:提出一种新型的FB-ZVZCS-PWM变换器拓扑,采用耦合电感构成辅助电路,结构简单、没有耗能元件或有源开关,不增加原边电流应力。新拓扑具有良好的通用性,对采用不同箝位方式如阻容吸收、次级无源箝位或有源箝位的全桥变换器均适用。变换器主开关管全部采用IGBT,开关频率大幅提高,功率密度、轻载效率及软开关负载范围显著改善,而变换器成本降低。给出了变换器拓扑结构、关键参数设计及实测波形,新拓扑已应用在3kW,350VDC变换器中。关键词:DC/DC变换器;全桥变换器;零电流开关;零电压开关148中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器149150中国电机工程学报第24卷第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器151152中国电机工程学报第24卷收稿日期：2003-07-23。作者简介：许峰（1969-），男，副教授，在职博士研究生，研究方向为大功率软开关DC/DC变换技术；徐殿国（1960-），男，教授，博士生导师，研究方向为电力电子与电力传动等。（责任编辑王彦骏）AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文一种用于CMOS运算放大器的改进的频率补偿技术BHUPENDRAK.AHUIJ摘要：一般常用的CMOS两级运算放大器由于二阶RC补偿网络的存在使其两方面的基本性能受到了限制．第一，这种频率补偿技术只在有限的容性负载范围内使系统稳定工作；第二，电源抑制能力在开环极点外会有严重的退化，这里要介绍的技术可以使电路在更宽的容性负载范围内稳定工作，同时VBB电源抑制能力也有了很大提高，可以在很宽的带宽内保持较强的电源抑制能力．本文首先在其频率特性和噪声特性方面做了数学推导，然后由N阱CMOS工艺实现了此技术．实验结果显示此技术可使电路的负电源抑制比在10kHz时达到70dB，1kHz时输入噪声密度为50nV/√Hz．Ⅰ简介线性CMOS技术在过去的5年内取得了显著的进展，它可以提供高性能低功耗的模拟电路模块，如运算放大器、比较器、缓冲器等．这些电路能以较小的面积和较低的功耗获得可与双极型电路相比较的性能，这使得单片集成高标准的复杂的滤波器、A/D与D/A转换器等成为可能．CMOS技术由于具有相对简单的电路结构和灵活的设计，比NMOS技术更有优势，并且正在作为未来线性模拟集成电路的主要技术而被迅速接受，特别是在远程通信领域[1][2]．运算放大器作为任何模拟集成电路的重要模块，两种技术都对其制成做过报道[3][6]．典型的CMOS运算放大器为两级增益结构，第一级为差分输入单端输出级，第二级为A类或AB类输出倒相级．通常每一级的增益都被设计在40~100的范围之内．图1（a）所示为典型的CMOS运算放大器电路结构，图1（b）为其早期的交流等效模型．此结构是国内IC中使用的最合适驱动容性负载的结构．简单的说，M1~M5形成了差分输入级，而M6、M7形成了输出倒相级．第二级增益处的RC网络为运算放大器提供频率补偿．这种电路，已经被很多学者分析过[5][7]，包含一个主极点、两个复杂的高频级点和一个零点，该零点可以通过增大补偿电阻RZ从频谱图的右半平面移动到左半平面，如图1（c）所示．在高频时由于补偿电容的存在使第一级输出与运算放大器输出间形成一个没有反相的前馈通路，所以运算放大器的表现出如下的性能退化：1）负载电容达到补偿电容的量级时，电路的稳定性会大幅降低（CL必须远小于gm2CC/gm1以避免在单位增益带宽产生第二个极点）．2）在PMOS管作为差分信号的输入端时，负电源在单位增益带宽内主极点处会表现出一个零点．这会导致那些采用高频开关稳压器产生他们供电电源的数据采样系统在性能上出现严重的退化．（在NMOS管作为差分信号输入端时，正电源会使电路性能出现相同的退化），如图1（d）所示．AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文本文提出的技术克服了以上两个限制．这种技术早期[7]作为私人交流被Read和Weiser参考过[8]．本论文对电路进行了分析、设计，并由N阱CMOS工艺进行了实现，而且提供了测试结果．图1（a）常用的两级运算放大器（b）两级运算放大器的小信号等效模型（c）零极点图（d）在单位增益模式下的VBB电源抑制比II.改进的频率补偿技术该技术是基于消除由第一级输出到到运算放大器输出之间的前馈通路的．图1中所示的电路会有一个CCd（V0-V1）/dt的电流流入第一级的输出端．如果一种技术能够设计一个大小为CCdV0/dt的电流仅仅流入第一级的输出，那么此技术就能够消除前馈通路而且由于米勒效应同时能够产生一个主极点．唯一不同的是，米勒电容现在是A2C2而不是（1+A2）CC，这里A2表示第二级放大器的增益．这样这种构想的电路的交流等效模型如图2（a）所示．这里补偿电容连接在输出节点与一个虚地端（交流地），而具有同样为CCdV0/dt的受控电流源电流流入第一级的输出端．可以证明对于这种结构，运算放大器的开环增益可以由下式给出：AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文其中A1=gm1R1是第一级的直流增益，A2=gm2是第二级的直流增益．图2（a）新的频率补偿技术（b）S平面内的零极点分布结果（c）VBBPSRR分析的小信号等效模型（d）图2（a）在理想情况下的VBBPSRR响应图2（b）所示为此电路的零极点位置．请注意这里没有有效的零点并且所有的极点都是实数，而且距离很远．假设内部节点电容远远小于补偿电容CC和负载电容CL，单位增益带宽W1仍然是由gm1/CC得到．这会导致：AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文将如下列给出的两级运算放大器设计的典型值代入上式：可以得到，新的补偿技术可以驱动100pF的容性负载，而图1所示的典型的运算放大器的只能驱动10pF的容性负载．这样新技术可以在相同的性能下使驱动容性负载的能力提高一个量级的改进．改进量可以由CC/C1得到，其中C1可以通过细致的版图设计和第一级的设计来减小．另一个重大的性能改善是负的电源抑制特性．图2（c）所示为输入接地的计算开环负电源抑制比的电路模型．可以证明开环VBB电源抑制比可以由下式得出：从上式可以看出它有着和开环增益一样的极点和一个由于第一级输出端寄生电容造成的零点．这样，在单位增益时，VBB电源抑制比由下式给出：这意味着系统会有一个平坦的响应值为–20logA1A2，直到第一级寄生零点频率处响应开始出现一个6dB每倍频程的上升，直到单位增益节点处响应又恢复平坦．从图2（d）中可以看到这一点．III.一个实现的电路和它的测试结果尽管上述的原理可以应用于任何MOS放大器的设计，但是用CMOS技术实现会相对简单一些．图3（a）所示为一个实现方案，电流互感器为补偿电容提供AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文实际的地或者说是交流虚地，同时它还能将一个CCdV0/dt的电流转存入第二级的输入端．电流源CS1使M8偏置在一个固定的直流工作点，这样就为补偿电容形成了交流地．通过合适的匹配CS2与CS1的电流值，可以使旁路位移电流CCdV0/dt全部流入或流出第一级的输出端．在大差分信号输入的情况下输出摆率是由总的输入差分电流2I0等决定的，为了保持电流互感器在整个摆动周期有合适的偏置，我们必须保证I1大于2I0．同时，M8的尺寸和I1的值应该足够的大，以保持M8的栅源电压VGS相对恒定且低于出现最坏摆率情况的条件．图2（a）电流互感器提供虚地的实现（b）本设计的放大器原理图（c）此放大器的版图AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文图3（b）所示为本论文中实现的放大器的原理图．差分输入级由M1~M5组成，采用共源共栅器件MC1和MC2，以减小由于开关电容电路的应用使负电源提供的电容．电流互感器是由M8、M9和M10构成的．由于共源共栅的结构，在文献[7]中这种技术被称为“栅接地共源共栅补偿技术”．输出级由M6和M7管构成．晶体管MB和晶体管M7的栅电容构成了RC低通滤波器，用来过滤偏置点CPBIAS上的高频噪声．在虚线框中所示的偏置电路为几个这样的放大器共享的，以降低由于这种补偿技术而增加的功耗和面积开销．图3（c）所示为此放大器的版图．此放大器是采用4μmN阱CMOS技术设计制造的，占用版图面积为165mil2．此放大器的输入参考噪声要略逊于图1（a）中所示放大器的，这是由晶体管M9、M10、M12和M14造成的．好在它们对噪声的贡献可以通过参考M1、M2晶体管适当增大他们的沟道长度来明显的减小[3][7]．一些性能参数的测试值都列在表Ⅰ中．此运算放大器的开环增益为80dB，单位增益带宽为3.8MHz，相位裕度在负载为15pF时为70°．低频时VCC和VBB的电源抑制比都要好于-80dB，这分别是由于偏置电路的设计和共源共栅的晶体管MC1和MC2的存在造成的．VBB电源抑制比在60kHz时下降为0，这与仿真的寄生零点有很好的吻合．此运算放大器的输入参考噪声密度在1kHz和100kHz的值分别为58和8nV/√Hz．表1总结本论文介绍一个改进的频率补偿技术，并且对现有技术做了简单的回顾．该AnimprovedFrequencycompensationTechniqueforCMOSoperationalamplifiers译文技术已经由现有的CMOS工艺实现，实验结果显示该技术使电路的高频电源抑制比比现有技术有很大的提高，该技术可使电路的VBB电源抑制比在100kHz时达到-30dB~-35dB．与此同时，在相同的补偿电容下该技术可使电路的电容驱动能力显著提高．致谢感谢P.格雷博士为本补偿技术的噪声分析提供的技术讨论．同时，也对T.巴恩斯在性能分析上所做的技术支持表示深深的感谢．参考文献[1]R.GregorianandG.Amir,―Asinglechipspeechsynthesizerusingaswitched-capacitormultiplier.‖IEEEJ.Solid-State